L E S   T U B E S DE LA NOUVELLE TECHNIQUE TRANSCONTINENTALE SÉRIE ROUGE SÉRIE 2 VOLTS BATTERIE

 

 

 

Le progrès technique est une évolution constante et, à ce sujet, il est fort instructif de considérer le cas du tube à plusieurs électrodes. Il est évident que le principe essentiel du tube moderne existait dans la première lampe triode. Une source émissive vaporise des électrons dans un espace vide ; une électrode négative accélère ou freine plus ou moins ces électrons et une anode positive, par définition, les accélère et les recueille. En d'autres termes, les électrons, autour de la cathode, sont toujours sous l'influence d'un champ électrique : champ résultant de l'action combinée de la plaque positive et de la grille négative. Quand la résultante est négative, le tube est bloqué. Aussitôt que la résultante est positive, le flux électronique prend naissance. Le schéma d'une lampe triode TM, datant de 1918, et celui d'un tube moderne à haut rendement comme le tube AD1, sont rigoureusement les mêmes. Et, pourtant, que de progrès accomplis !

La première triode, utilisée pour tous les emplois, s'est vue bientôt remplacée par des tubes spécialisés : tube HF, tube détecteur, tube amplificateur. Cette recherche du meilleur rendement a conduit les spécialistes à concevoir le tube à grille écran, puis la penthode. Des tubes complexes sont nés : hexode, octode, binode, etc...

Bien mieux, chacun des modèles a été étudié avec des variantes destinées à répondre à des besoins spéciaux ; il y a eu l'octode pour courant alternatif (AK1) et pour courants continu ou alternatif (CK1), l'octode pour récepteur d'automobile (EK1). Les caractéristiques de fonctionnement de ces différents tubes étaient sensiblement les mêmes. La seule différence portait sur la construction de la cathode chargée de produire les électrons. Il fallait une puissance minimum de l'ordre de 3 watts pour obtenir une émission électronique suffisante et obtenir aussi des caractéristiques à pente élevée, seul moyen d'avoir commodément un gain important par étage. Cette nécessité amenait forcément à la construction de trois modèles différents pour le même type de lampe.

Ces tubes modernes constituaient d'ailleurs des outils merveilleusement adaptés aux besoins des constructeurs. C'est ainsi que, dans notre ouvrage : La Technique transcontinentale, nous eûmes l'occasion de présenter aux techniciens une série de nouveaux tubes d'une souplesse d'utilisation admirable.

Toutefois — comme nous le signalions plus haut — un nouveau pas dans la direction de la perfection aurait été accompli si un seul modèle avait pu remplacer les trois modèles de mêmes caractéristiques (sauf le chauffage) existant pour chaque tube.

Or, cet ultime perfectionnement est aujourd'hui accompli. Les tubes de la Nouvelle Série Transcontinentale rouge sont des tubes universels. Leurs constantes de chauffage sont telles qu'elles peuvent convenir aussi bien pour l'alimentation sur alternatif, avec ou sans transformateur, sur secteur continu et sur batterie d'automobile. Il importe de souligner que cette souplesse n'a été acquise au prix d'aucun sacrifice sur les qualités des tubes. Tout au contraire, nous allons rapidement montrer que ce perfectionnement a entraîné avec lui d'autres avantages extrêmement importants.

Économie de puissance

À l'origine de cette nouvelle série, il y a un perfectionnement de la cathode. Une construction différente a permis d'augmenter notoirement l'isolement cathode-filament. C'est pour cette première raison que le fonctionnement direct sur réseau alternatif est devenu possible.

Mais la nouvelle cathode a encore un avantage considérable ; elle exige une puissance de chauffage beaucoup plus faible — exactement 6,3X0,2 = 1,26 watt. Cette économie de courant existe, d'ailleurs, également pour l'intensité anodique. Ainsi la nouvelle octode, pour un courant anodique total plus faible, possède un rendement plus élevé.

Conséquences :

Réduction d’encombrement

Le tube, consommant une puissance électrique plus faible, s'échauffe notablement moins. Pour dissiper cette puissance électrique, une surface plus réduite est suffisante. Conséquence : les tubes peuvent être beaucoup plus petits La comparaison est édifiante — ainsi que le montre la photographie ci-contre.

Plus grande solidité

Une ampoule de plus grandes dimensions est beaucoup plus fragile qu'une ampoule plus petite. C'est une évidence qui se passe d'explications.

On objectera avec raison que l'ampoule n'est point la partie fragile d'un tube. A la suite d'un choc violent, le globe de verre peut être intact, mais l'échafaudage compliqué des électrodes peut s'être déplacé de quelques dixièmes de millimètres. Cela peut être suffisant pour provoquer une catastrophe dans un tube complexe, dont certains ne comportent pas moins de huit électrodes dans un globe de 46 mm de diamètre !

Or, justement, il est clair que des électrodes plus petites, plus légères, centrées dans une ampoule plus petite, permettent un assemblage beaucoup plus rigide.

Il convient de souligner que cette réduction des dimensions a pour obligation une augmentation notable dans la précision du montage. Il n'y a là aucune difficulté pour les spécialistes qui ont mis au point cette nouvelle série.

Temps de chauffage plus réduit

C'est encore un perfectionnement apporté par les nouvelles cathodes. La valeur de la conductibilité thermique a permis de réduire considérablement l'inertie. Le tube est prêt à fonctionner environ 15 secondes après la mise sous tension. Avec certaines séries de tubes secteur, il fallait attendre parfois plus d'une minute avant que l'émission électronique soit stabilisée.

Absence de bruit de cathode

Certaines vibrations du filament chauffant ou d'autres électrodes entraînaient jadis des bruits de cathode. Le phénomène était particulièrement gênant avec les tubes modulateurs. Parfois le mal prenait une autre forme : on avait l'impression d'un mauvais contact. La nouvelle construction a évité totalement ce défaut.

Absence de bruit microphonique (Larsen)

La vibration mécanique d'une électrode peut entraîner la modulation du courant anodique du tube. Ce courant de modulation, étant finalement transmis au haut-parleur après amplification, se trouve converti en vibrations sonores. Celles-ci, frappant le tube où le phénomène a pris naissance, entretiennent le phénomène. C'est l'effet Larsen ou bruit microphonique. Le défaut peut se produire aussi bien dans le tube HF, changeur de fréquence, MF, détecteur ou préamplificateur. Jusqu'à ces temps derniers, le problème se posait parfois d'une façon bien gênante quand le constructeur devait réaliser des récepteurs très compacts (récepteur d'automobile, par exemple), dans lesquels était inclus le haut-parleur. Aujourd'hui, la chose est jugée : les tubes de la nouvelle série Transcontinentale sont très nettement antis microphoniques. C'est à la grande rigidité de l'assemblage des électrodes qu'ils doivent cette qualité précieuse.

Conclusion

Nous venons de citer rapidement les qualités maîtresses de la nouvelle série. Mais, dans son utilisation particulière, chaque tube possède des avantages très importants.

Ces particularités sont mises en évidence dans l'étude individuelle que nous ferons pour chaque tube à la fin de cet ouvrage.

Toutefois, avant d'en arriver à cette description, il nous semble indispensable d'étudier rapidement et d'une manière purement pratique les principales utilisations des tubes à plusieurs électrodes dans le domaine de la radio.

 

Notre ouvrage déjà cité : La Technique Transcontinentale, débutait par une étude élémentaire des principes utilisés dans les tubes électroniques. Ces pages préliminaires s’intitulaient : « Ce qu'il faut savoir des tubes à plusieurs électrodes ». En commençant le présent ouvrage, nous supposons que ces données sont acquises. Dans le cas contraire, nous prions nos lecteurs de bien vouloir se reporter à notre premier volume.

Il nous a semblé utile de faire précéder le livre d'aujourd'hui d'une étude analogue, mais d'un caractère plus immédiatement pratique.

Nous examinerons successivement les différentes applications principales des tubes à plusieurs électrodes : amplification à haute et moyenne fréquence, changement de fréquence, détection, préamplification, amplification de puissance, redressement des courants, etc... Nous insisterons plus particulièrement sur les conditions de fonctionnement qui assurent à chaque tube le maximum de rendement. Nous montrerons que les tubes modernes peuvent s'accommoder de modes de fonctionnement très divers, mais que, cependant, il est certaines limites qu'il ne faut pas franchir. Une surcharge d'un tube se traduit non seulement par un fonctionnement plus mauvais, mais encore par une fatigue anormale et une usure plus rapide.

Nous nous efforcerons de montrer que, dans un récepteur, c'est une erreur que de considérer seulement le tube. Celui-ci doit être complété par les circuits extérieurs chargés de transmettre ou de recueillir le résultat du travail de la lampe. Pour que le rendement soit bon, il est absolument indispensable que les circuits et les tubes soient très exactement adaptés. Ce qui convient à un modèle de tube pourra fort bien ne pas convenir à un autre tube.

Les tubes modernes — et plus particulièrement encore ceux que nous présentons aujourd'hui — s'accommodent des conditions de fonctionnement les plus diverses. Mais cela ne veut pas dire qu'il soit nécessaire de n'accorder qu'une attention distraite à la réalisation des circuits associés aux tubes. On obtiendrait, certes, un fonctionnement, mais les résultats ne pourraient donner aucune idée réelle des possibilités de la nouvelle série.

On peut poser, en principe presque général, que, dans certaines applications, comme l'amplification à haute fréquence, par exemple, on a d'autant plus avantage à réaliser de bons circuits que le tube est plus perfectionné. Lorsque, pour cette application, on utilisait des tubes triodes, il était inutile de réaliser des circuits à très faibles pertes. Le gain était très rapidement limité par l'apparition des oscillations parasites. Mais les tubes penthodes modernes donnent, si l'on peut s'exprimer ainsi, une amplification proportionnelle à la qualité du circuit. Par contre, s'ils sont utilisés avec un circuit aussi mauvais que les anciens circuits utilisés jadis avec les tubes triodes, ils ne donneront qu'un gain à peine supérieur à celui d'un ancien tube.

Ce qui est vrai pour l'amplification à haute fréquence l'est aussi dans un autre ordre d'idée pour les tubes de puissances.

Les penthodes modernes peuvent donner, avec un excellent rendement électrique, une reproduction musicale presque totalement exempte de distorsion. Les conditions de meilleur fonctionnement des circuits d'entrée du tube sont très faciles à déterminer.

Mais, pour que les variations de courant anodique produites par le tube soient correctement traduites en vibrations sonores, il est rigoureusement indispensable que l'impédance d'utilisation soit déterminée entre certaines limites. C'est pour avoir méconnu ce principe important que certains usagers n'obtiennent que des reproductions médiocres avec des circuits apparemment bien établis. Le tube triode admet des variations beaucoup plus grandes dans l'impédance d'utilisation, mais son rendement électrique et sa sensibilité sont moins favorables que ceux d'une penthode. Le transformateur de sortie d'une triode est plus facile à établir que celui d'une penthode. Ces détails intéressent sans doute plus le fabricant de haut-parleurs que le fabricant ou le vendeur de récepteurs. Il est cependant indispensable que ces derniers sachent localiser un défaut quelconque dans une installation.

Coefficient de sécurité

La notion de « coefficient de sécurité » domine toutes les industries. Si une chaudière doit résister à une pression de 5 kilogrammes par cm2, on lui fait subir, en manière d'épreuve, une pression beaucoup plus considérable.

Si un câble d'un pont suspendu supporte normalement un effort de quelques centaines de kilogrammes, on l'établit de telle sorte qu'il puisse supporter une traction de plusieurs tonnes. On ne se contente pas de le « calculer ». Mais on lui fait subir une épreuve rassurante... Dans ces quelques exemples, on se réserve un coefficient de sécurité.

Lorsqu'on indique la puissance maximum que peut fournir un moteur à explosion, on ne veut pas définir par-là l'extrême limite de ses possibilités. Mais on veut simplement entendre qu'au-delà du chiffre fixé, les organes de la machine risquent de subir une fatigue excessive. Cela peut se traduire par la rupture de l'un d'entre eux, un rendement diminué par augmentation de consommation ou, encore, une usure beaucoup plus rapide.

Nous allons montrer que toutes ces considérations peuvent se transposer pour s'appliquer très exactement au problème qui nous intéresse spécialement : celui du tube à plusieurs électrodes.

CONSTITUTION D'UN TUBE A PLUSIEURS ÉLECTRODES

Un tube à plusieurs électrodes est constitué par un assemblage d'éléments divers, mais qu'on peut classer de la manière suivante :

Nous allons montrer maintenant quel est le travail de ces diverses catégories d'électrodes et quelle fatigue peut en résulter.

La cathode est un corps conducteur recouvert d'une couche de corps fortement émissifs (oxyde de baryum, de strontium, thorium, etc...). L'émission électronique se produit sous l'influence de réchauffement du conducteur. Les températures normales de fonctionnement s'échelonnent entre le rouge sombre et le rouge vif. La cathode la plus simple est constituée par un filament ou un ruban conducteur recouvert d'oxydes émissifs. Dans ces conditions, il est évident que la source de chauffage est en contact direct avec la source anodique. On dit donc qu'il s'agit d'une cathode à chauffage direct. Pour accroître la surface émissive, on aplatit le filament en forme de ruban et on le replie sur lui-même en forme de V, de M ou de W, etc... La cathode à chauffage indirect est un peu plus compliquée. Elle comporte un filament chauffant placé dans l'axe d'un cylindre isolant. Ce dernier, recouvert d'une surface conductrice, constitue la cathode. Le filament chauffant est électriquement isolé de la cathode.

La température de fonctionnement des cathodes modernes n'est nullement critique. Telle lampe construite pour être chauffée sous 6,3 volts donne encore run fonctionnement satisfaisant sous 4,5 volts. Mais, dans ce cas, nous sommes évidemment hors des limites de sécurité. Où est donc le danger ?

a) Chauffage insuffisant

Un chauffage très insuffisant réduit naturellement la richesse d'émission électronique de la cathode.

On observe qu'une cathode insuffisamment chauffée n'a pas une émission électronique régulièrement répartie sur sa surface. Certains points de la surface active émettent seuls des électrons. Le phénomène est d'ailleurs facilement observable avec certains modèles de tubes, pour peu que la tension anodique soit relativement élevée. On distingue sur la cathode des points où l'incandescence est beaucoup plus vive ; on a l'impression qu'il s'y allume des arcs en miniature.

C'est qu'en effet l'émission intense se traduit par un échauffement local tellement important que la matière active est souvent détruite. Ainsi, de proche en proche, la surface entière de la cathode perd la propriété d'émettre des électrons. On dit alors que le tube devient sourd.

b) Chauffage exagéré

Contrairement à ce que la majorité des usagers suppose, un chauffage exagéré n'est guère plus dangereux qu'un chauffage insuffisant.

Le chauffage exagéré se traduit surtout par une plus grande fatigue du filament chauffant. Si la surcharge est fortement exagérée, elle peut se traduire par la fusion du filament et, par conséquent, la brutale mise hors de service du tube.

Mais pour qu'un tel accident se produise, il faut que la surcharge soit vraiment considérable. Les tubes de bonne construction admettent des variations de chauffage de ± 10 %.

Un chauffage exagéré se traduit aussi par un échauffement exagéré du tube, échauffement qui peut amener un fonctionnement anormal.

L'échauffement excessif permanent du métal de la cathode provoque très souvent le dégagement de molécules gazeuses. Ces gaz résiduels troublent par la suite le fonctionnement du tube, s'ils ne sont pas absorbés par les substances spéciales dont on revêt intérieurement l'ampoule de verre (généralement du magnésium).

c) Émission électronique trop intense

Une cathode est établie pour fournir un certain « courant cathodique » qui définit, en somme, le nombre d'électrons par seconde que la cathode peut vaporiser sans danger. C'est le courant qu'on désigne généralement dans les nomenclatures par l'indice Ik.

C'est ainsi que, dans l'octode EK2, la valeur de Ik est fixée à 8mA. Elle peut atteindre 15mA dans la penthode à pente variable EF5.

Le courant cathodique est — dans un tube qui fonctionne normalement — égal à la somme des courants de chaque électrode.

C'est ainsi que, dans une penthode, il est égal à la somme du courant anodique (Ia) et du courant écran (Ig2).

Il ne saurait y avoir d'exception à cette règle que dans le cas où le tube est le siège d'émissions secondaires.

Lorsque le courant cathodique dépasse les limites fixées, c'est que le tube est défectueux ou, plus simplement, travaille dans des conditions anormales. Cela se produirait, par exemple, si la polarisation appliquée sur la première grille d'entrée était trop faible, ou si, par suite d'une erreur du montage, cette électrode recevait une tension positive. L'observation pourrait aussi s'expliquer par un excès de tension écran ou de tension anodique.

Quelle que soit la cause, le résultat est toujours mauvais. Non seulement le rendement du tube se trouve obligatoirement diminué, mais on observera en général une augmentation considérable du bruit de fond. D'autre part, la cathode soumise à une surcharge constante s'épuise rapidement et ne tarde pas à perdre toutes ses qualités. La surcharge se traduit donc par un mauvais fonctionnement et par une usure anormalement rapide du tube.

d) Tension entre cathode et filament (Vfk)

Le filament chauffant et la surface active de la cathode déposée sur un tube métallique sont électriquement isolés. Toutefois, cet isolement est relativement faible. Si l'on appliquait une tension trop importante entre filament et cathode, le courant parasite ainsi produit pourrait troubler le fonctionnement normal.

C'est dans le but d'éviter ces perturbations qu'on indique généralement la limite tolérable sous l'indication suivante :

Dans certains tubes « tous courants », on peut être amené à appliquer des tensions plus élevées entre cathode et filament. C'est pourquoi dans les tubes de la série « C » on tolère :

e) Résistance entre cathode et filament (Rfk)

C'est un autre aspect de la question soulevée par le paragraphe précédent. Si une résistance extérieure trop élevée existe entre la cathode et le filament, il est possible que des courants parasites entre cathode et filament puissent prendre naissance.

Dans les tubes du modèle courant, la résistance maximum à insérer entre cathode et filament est généralement fixée à 20.000Ω ; elle est de 5.000Ω pour les tubes de la série « E ».

Ces électrodes sont généralement désignées sous le nom de « grille de commande ». On peut distinguer le plus souvent la « grille de commande principale » et, éventuellement, dans les changeurs de fréquence, une grille d'oscillation locale ou de modulation. Certains tubes spéciaux, comme l'hexode antifading, comportent également une grille de commande auxiliaire dont le rôle est, généralement, de régler additionnellement le gain ou l'amplification du tube. Enfin, dans cette même catégorie, on peut faire entrer les grilles d'arrêt ou grilles de freinage, ou suppresseurs (du mot anglais : suppressor), dont le rôle est de s'opposer aux émissions secondaires en repoussant les électrons secondaires de l'anode à faible vitesse.

Prenons l'exemple de l'octode EK2 (Fig. 1). En partant de la cathode, nous trouvons la grille d'oscillation g1, puis la grille de commande g4 et, immédiatement avant l'anode, la grille de freinage g6.

Les circuits de ces électrodes ne sont parcourus par aucun courant fourni par la source. Les électrodes ne supportent donc, normalement, aucune dissipation de puissance électrique. Il faut faire exception, toutefois, pour les grilles d'oscillation (g1, dans l'octode). Ainsi, normalement, la résistance de stabilisation de g1 = 50.000Ω est parcourue par une intensité moyenne de 250 à 300 microampères. Mais ce courant continu n'est pas directement fourni par les sources ; il est dû au redressement des tensions à haute fréquence produites par le tube lui-même.

Ce courant montre, d'ailleurs, que si la tension moyenne de la grille est négative, la tension instantanée est par instant positive.

Dans le cas particulier d'une lampe qui oscille, une électrode à tension négative peut donc parfaitement être le siège d'une dissipation de puissance et, par conséquent, s'échauffe. Mais, à ce titre, les indications qui suivront peuvent s'appliquer à ce cas particulier.

Une tension exagérément négative sur une électrode de commande ne peut amener aucune fatigue du tube.

Par contre, l'application d'une tension positive se traduit par une augmentation considérable du courant cathodique et la grille correspondante s'échauffe exagérément. Le fonctionnement du tube est en général profondément troublé et sa durée fortement compromise.

Résistances excessives

Dans de très nombreux montages, la tension des électrodes négatives est fixée à l'aide de résistances très élevées. C'est le cas, par exemple, d'un étage d'amplification de puissance avec couplage par résistance (Fig. 2). La résistance R2 n'a d'autre rôle que de fixer la tension moyenne de fonctionnement de la grille g1.

C'est encore le cas d'un tube amplificateur à haute ou moyenne fréquence ou d'un tube modulateur sur la grille duquel on applique une tension de régulation (Fig. 3).

Il pourrait sembler à priori qu'il n'y a que des avantages à choisir pour R2 comme pour R4 des valeurs aussi élevées que possible. Dans le premier cas (Fig. 2), cette résistance est en parallèle sur la résistance d'utilisation et risque de diminuer celle-ci. Dans le second cas, le découplage apporté par la résistance sera d'autant plus efficace que la valeur ohmique de R4 sera plus grande.

Ces raisonnements sont exacts sans doute, mais doivent céder devant d'autres considérations.

En effet, si les résistances R2 et R4 sont du même ordre de grandeur que les résistances d'isolement, on observera naturellement que la tension des grilles n'est pas stable et, pour cette raison, le fonctionnement des tubes pourra être considérablement troublé.

Dans le cas de la Fig. 2, il faut encore tenir compte d'un autre facteur. Le condensateur de liaison n'a, en général, pas un isolement absolument parfait. En conséquence, le système équivalent, pour les tensions continues, peut être représenté comme sur la Fig. 4. Si l'on choisissait pour R2 une valeur trop considérable, on risquerait de porter la grille à une tension positive.

C'est pour ces diverses raisons que les constructeurs de tubes indiquent toujours, pour un type déterminé de tube, la valeur maximum de résistance à insérer dans le circuit d'une électrode négative. Cette constante est généralement désignée par le symbole :

Pour les tubes de puissance, Rg est généralement de l'ordre de 500.000Ω. La valeur de sécurité diffère d'ailleurs notablement suivant que la polarisation du tube est automatique (insertion d'une résistance dans la cathode) ou, au contraire, est fixe.

Les électrodes positives reçoivent tout ou partie des électrons produits par la cathode. Leur circuit est donc le siège d'un courant.

On peut distinguer :

Sous l'influence du bombardement électronique, ces électrodes s'échauffent.

Si réchauffement devient excessif, réchauffement de l'anode peut aller jusqu'à l'incandescence. À ce moment, l'électrode peut, exactement comme une cathode, devenir le siège d'une émission d'électrons et réchauffement anormal amène des dégagements gazeux.

Ces phénomènes accidentels troublent profondément les conditions de fonctionnement. Il convient donc de limiter les constantes, de telle sorte que cet accident ne puisse ne se produire. C'est pour cette raison que le constructeur indique quelle est la puissance maximum qu'une électrode peut dissiper sans danger, c'est-à-dire sans échauffement excessif.

Puissance dissipée maximum

La puissance qui apparaît sur une électrode est égale, en watts, au produit de la tension appliquée, exprimée en volts, par l'intensité de courant, exprimée en ampères.

Ainsi, il apparaît une puissance de 9 watts, sur l'anode d'un tube AL2, dont l'intensité anodique est de 36 milliampères sous une tension de 250 volts.

Cette notion, bien connue et familière pour les tubes de puissance, existe aussi bien pour les tubes normaux. Elle est également applicable aux grilles écran. Ainsi, on indiquera, par exemple, que la puissance anodique maxima d'un tube :

Il faut entendre par là que, sous une tension appliquée de 250 volts, il ne faut jamais que le courant anodique soit supérieur à :

De même, pour ce tube, on signalera que la puissance dégradée sur l'écran est, au maximum, de :

Ce qui limite, sous une tension de 100 volts, le courant à 0,3/100 ou 0,003 ou encore 3 milliampères.

Tension maximum

Cette même notion conduit à limiter également la tension appliquée.

Soit, par exemple (Fig. 5), la caractéristique d'un tube triode. La plus grande sensibilité correspond au point M. En même temps, ce point correspond au maximum permis de puissance dissipée sur l'anode.

Supposons maintenant que nous augmentions la tension de plaque. Nous savons que cela correspond à un déplacement de la caractéristique vers la gauche.

Le point de sensibilité maximum correspondrait à M'. Mais il est évident que la puissance qui serait alors dissipée sur l'anode serait très exagérée, puisque la tension et l'intensité sont plus élevées que pour le point M'. Nous serions amenés à choisir un point comme M2. Cela n'offrirait visiblement aucun intérêt.

Dans ce domaine, nous devons aussi signaler le danger qu'il peut y avoir à couper brusquement la tension anodique d'une penthode. Cette manœuvre peut amener la naissance d'une surtension dangereuse pour le tube.

Amplification par tubes à vide

Lorsqu'on produit une variation de la tension de grille d'un tube à vide, on provoque une variation correspondante du courant anodique.

Le courant anodique est fourni par une source de courant continu. Si l'on applique une tension u sur la grille du tube, la variation du courant plaque est celle qu'on obtiendrait en modifiant la tension anodique de la valeur Ku ; K étant un facteur numérique connu sous le nom de coefficient d'amplification.

La répercussion apportée dans l'intensité anodique par une variation de tension de grille est instantanée. Le tube est donc un véritable relais sans inertie. Toutefois, un relais fonctionne par « tout » ou « rien ». Son contact est ouvert ou il est fermé. Tandis que le tube traduit proportionnellement toutes les variations de courant qu'on lui soumet.

Le problème de l'amplification se pose, en radio, sous la forme générale suivante :

On dispose d'une tension variable, de forme quelconque, d'une amplitude trop faible pour être employée utilement. Il faut remplacer cette tension par une autre tension, d'une amplitude plus grande, mais d'une forme Identique.

Si nous appliquons cette tension u entre cathode et grille d'un tube électronique, nous obtiendrons des variations correspondantes de l'intensité plaque. Mais il nous faut convertir ces variations de courant en variations de tension. Le moyen général est de placer en circuit une impédance qu'on nommera l'impédance d'utilisation, Ru. Allons-nous trouver, aux bornes de Ru, la tension totale Ku, fournie par l'amplification du tube ? Évidemment non, à cause de la résistance intérieure du tube.

Nous pouvons tracer le circuit équivalent comme sur la Fig. 7. Une source de courant variable donnant une tension Ku débite à travers deux résistances Ri et Ru. La résistance Ri est inaccessible et nous ne pouvons cueillir que la tension aux bornes de Ru.

Celle-ci est évidemment :

Ainsi donc, d'une manière absolument générale, nous ne pourrons recueillir qu'une fraction seulement de la tension produite par le tube.

Cette fraction sera d'autant plus importante que l'impédance d'utilisation sera grande par rapport à l'impédance ou résistance intérieure du tube.

On pourrait être tenté de croire qu'il y a intérêt à fabriquer des tubes dont la résistance interne soit aussi réduite que possible. Nous verrons par la suite que non seulement il n'en est pas ainsi, mais qu'on s'efforce, au contraire, de fabriquer des tubes à grande résistance interne, pour l'amplification des courants de haute fréquence, par exemple.

Dans ce cas, le principe général, exposé plus haut, est cependant valable. La grandeur de la résistance interne est telle que l'impédance d'utilisation est toujours relativement faible. La tension recueillie ne représente donc qu'une fraction souvent inférieure au dixième de la tension produite. Mais cela n'a aucune importance pratique : il suffit que le coefficient d'amplification soit suffisant.

Chaque fois que la résistance intérieure du tube est grande par rapport à l'impédance d'utilisation, on peut montrer que l'amplification ou le gain par étage est proportionnel à l'inclinaison ou pente ou transconductance du tube. D'une manière plus précise, le gain obtenu est égal au produit de l'inclinaison par l'impédance d'utilisation.

Dans La Technique Transcontinentale, chapitre « Ce qu'il faut savoir des tubes », nous avons montré que résistance Ri, coefficient d'amplification K et pente sont liés par la relation :

On peut alors écrire, en remplaçant K par S x Ri.

Si maintenant, nous remplaçons, dans la formule qui donne le gain, nous trouvons :

Nous pouvons négliger Ru, puisqu'il est petit par rapport à Ri. Nous trouvons donc finalement :

Prenons un exemple. Soit une penthode dont la résistance interne est de 1.500.000Ω. L'impédance d'utilisation est de 100.000Ω. Si la pente du tube correspondant au fonctionnement actuel est de 1 milliampère par volt (ou 0,001 ampère par volt) le gain est de :

Dans la majorité des cas, on cherche à réaliser une amplification sélective. Il faut entendre par là qu'on s'efforce d'amplifier une certaine bande de fréquence et, par ce moyen, de favoriser l'onde porteuse et les bandes de modulation de la station qu'on désire recevoir.

Les circuits d'amplification à haute fréquence sont utilisés dans les récepteurs à amplification directe, par exemple, pour réaliser un appareil simple comportant un ou plusieurs étages d'amplification avant détection. Ils sont encore employés dans les appareils à changement de fréquence, très sensibles, pour amplifier les courants captés par l'antenne avant de les transmettre au tube oscillateur-modulateur.

L'étage d'amplification préliminaire joue, dans ce cas, le rôle d'un présélecteur ou filtre d'entrée mais alors que ce dernier réduit notablement la sensibilité, l'étage d'entrée l'augmente considérablement.

L'emploi d'un étage de préamplification se trouve donc être tout spécialement indiqué dans un récepteur utilisant une moyenne fréquence relativement basse (110, 120 ou 135 kilocycles, par exemple).

Principe

Le principe d'un amplificateur à haute fréquence peut être schématisé comme sur la Fig. 8.

La tension à amplifier est appliquée entre cathode et grille, du tube. Un circuit oscillant placé dans l'anode a pour rôle de recueillir les tensions amplifiées disponibles dans le circuit. C'est, en effet, un des meilleurs moyens connus de constituer une impédance très élevée pour une mince bande de fréquence. Si les pertes dans le circuit étaient nulles, cela constituerait, pour la fréquence de résonance, une impédance infinie. Ce cas idéal n'est pas accessible. Il y a toujours des pertes dans un circuit oscillant mais on peut toutefois s'efforcer de rendre celles-ci aussi faibles que possible. Cependant, nous allons reconnaître que ce serait une erreur de considérer isolément le circuit oscillant.

C'est pour mieux montrer la nécessité de considérer l’ensemble : tube et circuit que nous avons choisi le cas (Fig. 8) ou l'amplification est obtenue par un tube triode.

Au premier essai d'un circuit comme Fig. 8, on observe que l'accord du circuit oscillant est flou. C'est à peine si l'on peut observer la résonance qui correspond à l'accord sur la fréquence d'amplification.

Traçons le circuit équivalent comme nous l'avons déjà fait sur la Fig. 7. Nous obtenons la combinaison Fig. 9.

Mais la source de courant L est dénuée de toute résistance puisque celle-ci a été figurée séparément en Ri. Nous' pouvons donc ramener le circuit sous la forme simplifiée de Fig. 10.

En fait, tout se passe comme si la résistance interne du tube shuntait le circuit oscillant. Or, la résistance interne d'un tube triode est de l'ordre de 10.000Ω et une résistance de 10.000Ω aux bornes d'un circuit oscillant équivaut presque à une mise en court-circuit.

Pour l'amplification des tensions de haute fréquence, il est donc particulièrement intéressant d'avoir des tubes dont la résistance interne soit aussi élevée que possible. On évitera ainsi la cause d'amortissement que nous venons de signaler et dont l'importance pratique est considérable.

On pourrait, certes, construire des tubes triodes à résistance interne très grandes. Cela entraînerait la nécessité d'utiliser des tensions anodiques très élevées.

C'est une des raisons pour lesquelles l'emploi du tube triode a été pratiquement abandonné pour cette application. Une autre raison, non moins importante est la capacité entre les électrodes.

Capacité interne

La grille et la plaque d'une triode sont deux électrodes concentriques et qui constituent (Fig. 11), les armatures d'un minuscule condensateur. Le schéma équivalent est celui de la Fig. 12. On peut supposer que les deux électrodes sont couplées non seulement par les électrons issus de la cathode, mais encore par un condensateur.

Mais le couplage électronique est, pourrait-on dire, unilatéral. Il permet aux tensions de grille d'agir sur le courant de plaque, mais il ne permet pas aux tensions développées dans le circuit de plaque de réagir sur les tensions de la grille. Quant au couplage par capacité, il s'exercera aussi bien dans un sens que dans l'autre. Considérons, par1 exemple, un montage d'amplificateur à deux étages (Fig. 13). Les capacités parasites à l'intérieur des tubes sont figurées en pointillé (Cg1 et Cg2).

Ce croquis nous montre que toute variation de tension au point A (sortie de l'amplificateur) se traduira par une réaction en B, à travers les condensateurs Cg2, C1, Cg1.

Or, toute variation de tension en B, entrée de l'amplificateur se trouve tout naturellement amplifiée par ce dernier. Dans ces conditions, l'amplificateur étant troublé par une réaction indésirable, cesse de fonctionner normalement et devient le siège d'oscillations spontanées.

Les capacités Cg1 et Cg2, sont relativement faibles. Il n'est pas étonnant d'observer que l'instabilité ne se produit généralement que pour des fréquences relativement élevées.

Lampe tétrode

La solution des deux difficultés principales que nous venons de signaler a été obtenue en transformant, d'abord, le tube triode en lampe tétrode.

Une électrode est disposée entre la grille et l'anode. C'est un écran qui, relié pour les courants de haute fréquence à la tension de la cathode, annule pratiquement la capacité grille-anode.

De plus, cette électrode étant reliée statiquement à une tension positive produit une accélération considérable des électrons. Il devient alors possible de construire des tubes à grande résistance interne sans utiliser des tensions anodiques trop considérables.

Mais la lampe tétrode pouvait, elle aussi, présenter quelques inconvénients. Elle devenait facilement le siège d'émissions secondaires lorsque la tension écran était trop voisine de la tension de plaque. Dans ces conditions, la grille-écran fournissait des électrons au lieu d'en recevoir...

Lampe penthode

La solution, qu'on peut considérer comme définitive, a été donnée par l'emploi du tube penthode. Une cinquième électrode, reliée directement à la cathode, a été placée entre l'anode et la grille-écran. Cette électrode repousse vers l'écran les électrons secondaires formés sur la grille-écran et qui sont animés d'une faible vitesse. De plus, il devient possible de construire des tubes présentant une capacité interne encore plus réduite et dont la résistance interne est encore plus considérable.

Si nous prenons exemple de deux tubes également modernes, nous trouvons :

Ces chiffres sont tout à fait éloquents. Un shunt de 2.500.000Ω aux bornes d'un circuit oscillant est négligeable alors qu'un shunt de 15.000Ω peut pratiquement être considéré comme un court-circuit.

La capacité interne de 0,003 est extrêmement faible. Aussi le tube peut-il donner un fonctionnement stable même pour les fréquences les plus élevées.

Schéma de principe

Le schéma de principe d'un étage d'amplification à haute fréquence par tube penthode est donné sur la Fig. 14. Les tensions à amplifier sont appliquées entre cathode et grille du tube penthode.

La grille-écran est portée à une tension positive inférieure à celle de la tension anodique. La tension écran est généralement égale à la moitié de la tension anodique. Cette électrode doit être découplée par un condensateur de forte valeur. Le circuit oscillant d'utilisation est placé soit dans le circuit de plaque, soit, ainsi que nous le verrons plus loin, couplé avec lui.

Dans un montage comme celui de la Fig. 14, l'impédance d'utilisation, constituée par le circuit oscillant est toujours notoirement inférieure à la résistance interne du tube. On peut donc calculer le gain en multipliant la pente du tube par l'impédance du circuit. On peut réaliser assez facilement des impédances de 100.000Ω pour les fréquences usuelles. D'autre part, un tube moderne comme la penthode EF6 a une pente normale de 2mA/V. Dans ces conditions, le gain est donc de :

II est considérable, malgré qu'en fait, l'impédance d'utilisation soit très faible par rapport à l'impédance du tube.

Quelques objections d’ordre pratique

Prenons maintenant l'exemple pratique d'un récepteur qu'il s'agit de construire. Cet appareil sera muni d'un étage d'amplification à haute fréquence. Nous réaliserons, par exemple, le montage de la Fig. 15. Un premier circuit oscillant, excité par l'antenne, développera les tensions à haute fréquence entre grille et cathode du tube d'entrée.

Les tensions amplifiées seront recueillies entre les bornes d'un second circuit oscillant accordé par CV2.

La polarisation du tube sera obtenue par une résistance R2, d'une valeur convenable, intercalée dans le retour du courant anodique.

Tant qu'il s'agira de recevoir des stations lointaines ou faibles, tout ira bien. La sensibilité des récepteurs modernes est telle qu'une tension à haute fréquence de quelques millionièmes de volts (ou microvolts) est suffisante pour obtenir une puissance acoustique normale dans le haut-parleur.

Mais il faut aussi que notre appareil puisse nous donner une audition convenable des stations puissantes (stations locales, par exemple). Or, ces stations peuvent parfaitement développer dans l'antenne des tensions de plusieurs dixièmes de volts. Et, dans ces conditions, on observera que le circuit fig. 15 fonctionne fort mal. Ce défaut se manifestera d'ailleurs bien avant cette extrémité. Ces stations relativement puissantes seront déjà l'objet de déformations importantes. On observera, en particulier, une distorsion apparente de la modulation.

Si deux stations transmettent sur des longueurs d'ondes voisines on constatera qu'après amplification à haute fréquence, il est impossible de séparer les deux émissions, quelle que soit la sélectivité des circuits disposés à la suite. Une observation méthodique nous conduirait à cette remarque que la modulation de la station brouilleuse a été incorporée à l'onde porteuse de la station que nous désirons entendre. Après passage dans le premier tube, il n'y a aucune différence entre la modulation que nous voulons écouter et celle que nous souhaitons éliminer. Toute séparation est donc impossible. Ce phénomène est connu sous le nom de transmodulation (en anglais : cross-talk ou cross-modulation).

II faut donc trouver le moyen d'éviter la distorsion de modulation et la transmodulation. De plus, il est évident qu'un réglage de l'amplification est absolument indispensable. On conçoit sans discussion que le gain utile ne doit pas être le même pour entendre une station qui correspond à un volt sur la première grille de commande, que pour une autre station qui développe des tensions cinq cent mille fois plus faibles. Le réglage du « gain » ou de l'amplification est une nécessité absolue.

On pourrait, certes, réduire très facilement les tensions recueillies par le collecteur d'onde. Cette méthode a été utilisée. Toutefois, la remarque suivante lui enlève tout son intérêt : le bruit de fond d'un appareil est proportionnel à son « gain ». Le procédé de réduction à l'entrée conduit à utiliser constamment un récepteur à son maximum de gain. En conséquence, le bruit de fond est toujours important.

Tubes à pente variable

Une excellente solution à tous ces problèmes est apportée par l'emploi des tubes à pente variable.

Les phénomènes de distorsion de modulation et de transmodulation sont causés par la courbure de la caractéristique du tube utilisé. Si l'on considère une portion réduite de cette courbe on peut pratiquement la considérer comme une droite. Mais il n'en est plus ainsi si l'on observe une partie très étendue. Or, la partie utilisée est d'autant plus grande que la station qu'on désire recevoir a une amplitude plus forte.

La caractéristique d'un tube ordinaire (Fig. 16) est presque droite dans la plus grande partie de son étendue. En d'autres termes, la pente est constante. La variation se produit brusquement au point C. Si la caractéristique est droite au point B on ne peut prétendre qu'il en soit ainsi au point C.

Au contraire, on peut admettre facilement que la caractéristique II soit droite autour du point D, aussi bien que des points E, F, G, etc. Cela nous explique que l'emploi d'un tube dont II est la caractéristique permet d'éviter la transmodulation et la distorsion de modulation.

Le simple examen nous montre que l'inclinaison de la caractéristique n'est pas la même aux différents points D, E, F, G. Elle devient de plus en plus faible à mesure que nous descendons vers le point G, c'est-à-dire que la tension négative appliquée sur la grille est plus élevée. Une telle caractéristique est donc bien à pente variable.

Or, sachant que l'amplification est proportionnelle à la pente, nous avons là un excellent moyen de réglage. En agissant tout simplement sur la polarisation du tube nous pourrons régler le « gain » entre des limites extrêmement étendues. Un exemple nous le fera mieux comprendre.

Pour une polarisation de 2 volts la pente du tube EF5 est de 1,7 mA/V.

Pour une polarisation de 50 volts, la pente du tube EF5 est, par exemple, de 0,002 mA/V.

Si nous associons au tube le circuit de 100.000Ω dont il fut déjà question plus haut, nous obtiendrons dans le premier cas un gain de 170 et 0,2 dans le second.

C'est dire qu'avec ce dernier mode de fonctionnement le tube n'amplifiera plus ; on trouvera dans son circuit anodique des tensions inférieures à celles qui existeront dans le circuit d'entrée. La marge de réglage ainsi obtenue très simplement est donc très étendue.

La forme de la caractéristique

Les meilleurs résultats ne sont pas obtenus pour une forme quelconque de la caractéristique. L'idéal est d'obtenir une caractéristique parabolique. Une toute autre forme conduirait à la même facilité en ce qui concerne le réglage de l'amplification mais n'apporterait pas les mêmes avantages pour la suppression de la transmodulation et de la distorsion de modulation.

Le tube à pente variable EF5 — de la série présentée dans cet ouvrage — présente pratiquement une forme de caractéristique presque idéale.

Influence de la tension d'écran

La tension écran a pour effet d'accélérer plus ou moins le flux électronique. Il est donc à prévoir que cette tension pourra influer sur la forme de la caractéristique ainsi que sur les phénomènes de transmodulation et de distorsion de modulation qui en résultent. Une tension écran voisine de la tension anodique conduit à un large développement de la caractéristique du côté du point G. En d'autres termes, pour obtenir le réglage de l'amplification, il faut disposer d'une tension de polarisation plus importante. Le taux de transmodulation est plus favorable avec une tension écran plus élevée.

Quand on désire faire varier beaucoup le gain en ne disposant que de quelques volts, il y a lieu de porter l'écran à une tension positive relativement faible. Mais ce mode de fonctionnement correspond à une augmentation de la transmodulation.

Il faut d'ailleurs remarquer que le maximum de pente — c'est-à-dire le maximum de gain — correspond à une tension d'écran bien définie pour un modèle de tube. Il ne faut pas oublier cette remarque quand on désire tirer le maximum d'un étage d'amplification.

La tension écran doit être fixe

Le réglage de l'amplification s'obtient en agissant sur la tension de polarisation. En augmentant la tension négative de grille, on diminue naturellement l'intensité du courant anodique. Cela découle de l'examen de la Fig. 16. Mais en même temps que le courant anodique, il est certain que le courant écran diminue. Cela peut entraîner les conséquences que nous allons exposer.

Supposons que le montage réalisé soit celui de la Fig. 17. La tension d'écran est obtenue en provoquant une chute de tension convenable dans la résistance R1. L'intensité dans le circuit est de 2,2mA. La tension anodique est de 250 volts. Si la résistance est de 70.000Ω, la tension effectivement appliquée sur l'écran sera de :

Ce chiffre est tout à fait convenable.

Mais nous désirons maintenant réduire le gain. Nous appliquons dans ce but une tension négative sur la grille. L'intensité d'écran diminue fortement. Elle est maintenant de 0,2mA. Quelle est donc la tension écran effectivement appliquée ?

Ainsi donc, on ne peut considérer que la tension écran soit fixe ; elle augmente même au-delà de la limite extrême fixée pour sa valeur. La caractéristique la Vg réelle ne correspond plus alors à la caractéristique de la Fig. 16 relevée pour une tension d'écran fixée. Un examen approfondi nous montrerait cependant que ce mode d'utilisation amène une réduction des phénomènes gênants signalés plus haut.

Le montage de la Fig. 18 évite pratiquement l'inconvénient signalé plus haut, à condition que la consommation du potentiomètre constitué par R2 et R3 dépasse largement la consommation du circuit d'écran. Dans le cas présent, on peut admettre que cette condition est réalisée si l'intensité prise par R3 est de 5mA. Il faut donc que :

Couplage par transformateur avec primaire nom accordé

Le montage de la Fig. 15 est utilisable sous la forme exacte que nous lui avons donnée. On préfère, dans la majorité des cas, ne pas insérer directement le circuit oscillant dans le circuit anodique du tube amplificateur et utiliser un transformateur à haute fréquence.

Le schéma correspond alors à la Fig. 19. L'enroulement primaire comporte en général moins de spires que l'enroulement secondaire. Ce rapport entre les deux enroulements est compris entre 1/2 et 1/10. Les deux enroulements sont fortement couplés et le primaire est disposé de telle sorte qu'il présente une capacité aussi faible que possible avec le point G.

On augmente la sélectivité quand on diminue le couplage entre P et S, soit en diminuant le nombre de spires de P. soit en écartant les deux enroulements. En même temps, il est évident qu'on diminue le « gain » parce que l'impédance effective diminue également.

Commutation

Le récepteur n'est jamais utilisé avec une seule gamme. Il faut qu'il puisse assurer au minimum la réception des gammes : 200/575m et 1.000/2.000 m.

Il faut donc prévoir un système de commutateur permettant de modifier les constantes du circuit.

Quand il s'agit de recevoir deux gammes seulement, le schéma le plus simple est celui de la Fig. 20. Le même enroulement primaire est utilisé. Est-ce légitime ?

II est difficile de répondre d'une manière catégorique car il faut tenir compte, en particulier, de l'économie réalisée par un commutateur et des bobinages plus simples. Si nous nous placions uniquement sur le terrain technique, nous arriverions sans aucun doute à conclure que ce schéma n'est pas recommandable. En effet, l'alternative inévitable est la suivante :

Un autre procédé encore moins recommandable est donné Fig. 21. On intercale une bobine d'arrêt B dans le circuit anodique du tube. Le couplage est réalisé à l'aide d'une « spire de couplage » qui agit, en réalité, comme un condensateur de faible valeur placé entre le point G et le point A.

Le gain est toujours faible, dans une portion importante de la gamme reçue et la sélectivité insuffisante.

Double commutation

Lorsqu'on veut obtenir de l'étage d'amplification un fonctionnement correct et stable, il est donc nécessaire de prévoir la commutation du circuit primaire et secondaire. On peut utiliser, par exemple, le montage Fig. 22. Le ou les enroulements non utilisés sont mis en court-circuit par un commutateur très simple. L'avantage de ce système est de n'ajouter qu'une capacité parasite négligeable.

L'inconvénient du système c'est que les différentes gammes de réception ne sont pas indépendantes les unes des autres ; en effet, la gamme G.O., par exemple, comporte en série, les bobinages de toutes les autres gammes. Comme il faut prévoir une capacité ajustable aux bornes de chacun des bobinages pour l'ajustage des capacités réparties, il est évident que la capacité totale, pour la gamme G.O. peut devenir par trop considérable.

L'autre solution, préférable, sous cet angle, est illustrée par la Fig. 23. Au lieu de procéder par court-circuit, comme dans le montage 22, on procède par aiguillage. Les bobinages non utilisés restent à circuit ouvert. Un seul enroulement est utilisé à la fois. Les anciens commutateurs permettaient de réaliser plus commodément le système Fig. 22, alors que les commutateurs modernes sont plus spécialement prévus pour utiliser le circuit Fig. 23.

Le premier montage ne présente d'avantages certains que lorsque le récepteur ne comporte que deux gammes seulement. Or, les récepteurs modernes comportent le plus souvent 3, 4 ou même 5 gammes de réception.

Avec le montage Fig. 22, il est évident qu'un dérangement dans l'une des gammes, entraîne immédiatement un dérangement dans toutes les autres gammes, correspondant à des fréquences moins élevées. Cet inconvénient est digne d'être pris en considération.

Les anomalies de fonctionnement dans les étages de haute fréquence peuvent avoir différentes causes et différentes manifestations.

La plus fréquente est l'instabilité. On dit, en terme du métier, que les circuits « accrochent ». Il faut entendre par là qu'ils sont le siège d'oscillations spontanées.

Le phénomène est toujours essentiellement dû à une réaction ou, en d'autres termes, à une action des circuits de sortie sur les circuits d'entrée.

Pour nous en tenir à des données essentiellement pratiques ; nous allons considérer l'ensemble d'un étage d'amplification à haute fréquence utilisé devant une oscillatrice-modulatrice-octode (Fig. 24).

La présence des oscillations spontanées se traduit par une paralysie à peu près complète du récepteur. La manœuvre du condensateur variable produit des sifflements nombreux. Il est impossible de recevoir autre chose que les stations les plus puissantes. Parfois, l'action du régulateur transforme le phénomène en une série de hoquets plus ou moins réguliers (motor boating).

En présence du phénomène, on peut en conclure qu'une fraction de l'énergie à haute fréquence développée dans le circuit II est retransmise, par un moyen quelconque, dans le circuit. Il suffit d'une énergie d'autant plus faible que le « gain » de l'étage est plus important. Ainsi, on arrivera généralement à faire cesser le mal, en exagérant la polarisation du tube I. Un tel remède n'est guère recommandable puisqu'il a pour résultat une diminution de l'amplification.

On peut avoir une idée de l'importance du couplage en cherchant quelle polarisation supplémentaire il faut appliquer pour rendre la : stabilité à l'amplificateur. S'il suffit d'une faible tension, on en conclura que le couplage parasite est faible.

Le couplage entre les circuits peut être :

Couplage magnétique

On évite le couplage magnétique en enfermant chaque bobinage dans un blindage d'aluminium ou de cuivre assez épais. On réduit ainsi les champs magnétiques et on évite qu'un des bobinages soit dans le champ de l'autre. En ondes courtes, les fils du câblage allant au commutateur peuvent causer un couplage magnétique notable. Le couplage magnétique est relativement facile à éviter.

Couplage statique

II y a couplage statique quand il y a capacité entre les bobinages de I et de II entre tout autre point des circuits. Le blindage, déjà utilisé contre les couplages magnétiques, évite le couplage statique qui pourrait directement exister entre les bobinages.

Mais certaines connexions sortent du blindage, pour se rendre soit vers les grilles des tubes, soit vers le commutateur. Ce sont, en général, ces connexions qui sont causes du couplage. Avec de bons bobinages, capables de fournir un gain élevé en conjonction avec les tubes modernes, il suffit d'une capacité extraordinairement faible pour provoquer l'instabilité. Les fils les plus dangereux à cet égard sont ceux qui aboutissent aux grilles g1 et g2.

On évitera les capacités parasites en étudiant soigneusement la disposition des connexions et l'emplacement des différents organes.

On pourra — faute de mieux — avoir recours à l'emploi de connexions blindées, c'est-à-dire recouvertes extérieurement d'une gaine métallique reliée à la masse du châssis. Ce moyen sera utilisé avec parcimonie. En effet, on remplace la capacité parasite par une capacité relativement importante entre la connexion que l'on blinde et le châssis. Le mal ne serait bien grand si le condensateur ainsi constitué n'avait que des pertes négligeables en haute fréquence. Mais il n'en est pas ainsi puisque le diélectrique est constitué par une gaine isolante ou du caoutchouc plus ou moins pur dont les pertes sont toujours considérables. Le meilleur moyen est encore d'utiliser non pas un fil directement blindé, mais un « souplisso » ou gaine blindée d'une section relativement plus large que la connexion qu'il s'agit de protéger. Le plus grand volume du diélectrique est alors constitué par de l'air.

Il convient aussi de noter que le blindage de la connexion g1 a pour effet une augmentation apparente de la capacité résiduelle de CV1 — ou, ce qui revient au même, de la capacité répartie de I. — On pourra donc fort bien observer une réduction gênante de la gamme de longueur d'onde couverte par CV1.

Fréquemment, la capacité répartie se manifeste dans les circuits du commutateur (non figurés sur le croquis Fig. 24). En effet, une lame du commutateur est reliée à g1, et une autre lame est reliée à g2. Si ces deux lames sont trop voisines, la capacité pourra se manifester par l'apparition de l'instabilité.

Lorsque la construction du commutateur le permet, il est intéressant de pouvoir disposer un écran métallique relié à la masse, entre les sections du commutateur reliées à g1 et à g2.

Dans de nombreux récepteurs, l'étage de la haute fréquence est mis hors circuit pour la réception des ondes courtes. Le commutateur est donc prévu pour diriger l'antenne vers la grille g2. Cela suppose évidemment une connexion comme celle que, symboliquement, nous avons figurée en pointillé.

Cette connexion introduit obligatoirement une capacité entre A (c'est-à-dire g1) et g2. Elle est très souvent responsable de l'instabilité en bas de la gamme P.O.

En présence du défaut, on commencera par déconnecter cette liaison. Cela nous donnera immédiatement le moyen de vérifier quelle est son action. Si le mal peut être ainsi localisé, il faut changer la disposition du commutateur car il est alors évident que l'emploi d'un écran est alors impossible.

Couplage ohmique

Le couplage ohmique peut se manifester lorsqu'une résistance existe dans un circuit d'alimentation commun des deux circuits ou des tubes I et II. On l'observera, par exemple, si les circuits de la régulation (V.C.A.) sont découplés d'une manière insuffisante. Dans ce cas, le remède est tout indiqué : il suffit d'augmenter le découplage soit en agissant sur les résistances, soit en agissant sur les condensateurs.

Très souvent, le couplage ohmique est produit par une résistance parasite dans les circuits d'alimentation anodique. On sait que le filtrage du courant redressé est assuré dans les récepteurs modernes, par des condensateurs électrochimiques. Or, on ne peut, surtout en haute fréquence, considérer de tels condensateurs comme des capacités pures. Ils se comportent en pratique comme un condensateur associé à une résistance en série et une résistance en parallèle. Nous pouvons donc figurer l'alimentation de nos deux tubes I et II comme nous l'avons indiqué fig. 25.

En série dans les deux alimentations, il y a donc la résistance Rs, et cela peut suffire pour provoquer l'instabilité. Il y a, de plus, la résistance en haute fréquence de la connexion A.B. Cette résistance peut parfaitement n'être pas négligeable.

On supprimera les deux causes d'instabilité en disposant entre le point D et la masse un excellent condensateur au papier de 50 à 100/1.000 de µF.

L'observation précédente explique cette constatation étonnante qu'ont déjà certainement eu l'occasion de faire certains de nos lecteurs : on fait « décrocher » un récepteur en plaçant, en parallèle sur un condensateur de 8 microfarads, un autre condensateur de quelques millièmes alors qu'un autre condensateur de 8 microfarads ne produit aucun effet.

Retours de masse

Les circuits oscillants d'accord et de haute fréquence sont commandés par un condensateur variable à plusieurs éléments. Le schéma général est donné Fig. 26.

Or, par construction, les prises de masses que nous avons fait converger au point B sont communes. Si la liaison électrique entre le condensateur variable et la masse du châssis n'est pas absolument franche, il y aura une résistance de contact ; résistance commune aux circuits I et II, cause d'un couplage qui peut être considérable.

En plus de ce point particulier, les couplages par les « masses » peuvent être nombreux. Si deux condensateurs de découplage comme C1 et C2 (Fig. 24) sont connectés ensemble et serrés sous la même vis, il peut y avoir un couplage ohmique. Les retours de masse sur un châssis de tôle ou d'aluminium présentent fréquemment une valeur ohmique notable.

On évite ce risque d'instabilité en remplaçant les retours directs au châssis par une connexion de forte section, — encore faut-il que la mise à la masse de cette connexion soit faite soigneusement en de très nombreux points.

Lorsqu'on observe que le « gain » donné par étage de haute fréquence est faible, il faut chercher s'il n'y a point des pertes exagérées dans le circuit oscillant d'utilisation.

Nous ne pouvons ici entrer dans tous les détails nécessaires. Nous nous bornerons à une énumération des principaux points à vérifier.

1. Défaut de découplage ;
2. Excès de polarisation ;
3. Polarisation trop faible ;
4. Tension écran mal déterminée ou mal découplée ;
5. Défaut d’alignement ;
6. Couplage trop faible entre le circuit primaire et le circuit secondaire ;
7. Tube défectueux ;
8. Pertes excessives dans : condensateurs ajustables, blindages divers, bobinages ;
9. Défaut d'isolement.

Dans un récepteur instable, il peut y avoir plusieurs causes d'instabilité. La suppression d'une cause seulement peut ne pas amener un fonctionnement entièrement correct. Il conviendra donc d'analyser l'instabilité systématiquement. En éliminant une à une les causes, on doit arriver à obtenir un fonctionnement satisfaisant.

Nous n'avons pas la prétention d'avoir examiné tous les aspects du problème dans les indications précédentes. Nous n'avons fixé que les grandes lignes.

Transmodulation

C'est un défaut dont nous avons étudié plus haut les causes. Si la cause initiale est la courbure de la caractéristique, il n'en est pas moins vrai que des circonstances spéciales peuvent venir accidentellement exagérer ce défaut.

On diminuera la transmodulation en augmentant la sélectivité du circuit d'entrée — qui attaque la grille du tube amplificateur. On pourra aussi diminuer l'énergie haute fréquence apportée au récepteur soit en agissant sur le collecteur d'onde, soit en diminuant son couplage avec le circuit d'entrée.

De plus, on s'assurera que :

Ronflements de modulation

C'est un peu le même phénomène que le précédent. Toutefois au lieu de se manifester par l'impression d'une modulation étrangère sur l'onde porteuse qu'on écoute, il se traduit par un ronflement analogue à un défaut de filtrage du courant anodique. Le phénomène peut cependant s'identifier facilement puisqu'il ne se produit que sur une onde porteuse relativement puissante.

Le mal est dû à la présence d'une tension alternative parasite entre la grille du tube d'entrée et la cathode. L'effet de la courbure de la caractéristique est d'incorporer cette tension alternative à l'onde porteuse que l'on écoute (ronflement de modulation).

La recherche de la cause initiale se fera comme précédemment. Le défaut est particulièrement fréquent dans les récepteurs « tous courants ». Il peut aussi se produire — toujours dans les « tous courants » un ronflement de modulation dans le tube redresseur. On l'évite généralement en disposant une capacité au papier entre les fils du secteur ou entre les plaques et la cathode du tube redresseur.

Distorsion de modulation

Ce défaut est, en somme, une distorsion de l'émission qui se produit dans les étages d'entrée. Comme les précédents il est dû à un signal d'une amplitude excessive sur une des grilles de commande, aussi se produit-il le plus souvent pour la réception des puissantes stations locales. Il se manifestera chaque fois que l'action du régulateur antifading sera insuffisante. Il se manifestera par la production d'harmoniques très élevés. On sera particulièrement gêné pour la réception des émissions parlées. Les sons seront étouffés et prendront des résonances de mirlitons. On aura parfois l'impression que le haut-parleur est décentré.

Le phénomène est assez fréquent dans le cas d'un récepteur comportant un étage d'amplification à haute fréquence, avant l'étage de conversion.

Le régulateur automatique de sensibilité agit simultanément sur le tube HF, sur l'Octode et sur le tube MF. Il suffit alors d'une tension de régulation très faible pour déterminer une variation de sensibilité considérable. En conséquence, lors de la réception d'une station locale, une tension de polarisation relativement faible est appliquée sur le tube d’entrée. C'est-à-dire qu'il fournit encore une amplification encore notable et que la tension transmise au tube suivant est importante. Cette condition est évidemment favorable à la production de distorsion de modulation.

On pourra éviter le défaut en réduisant la régulation sur les tubes MF et modulateur pour reporter la totalité de la tension disponible sur le tube d'entrée.

Lorsqu'il s'agira d’une régulation par diode, on pourra par exemple utiliser le schéma Fig. 27. La polarisation appliquée sur le tube d'entrée est le double de la polarisation transmise vers les autres tubes.

Les étages d'amplification de moyenne fréquence sont couplés par des transformateurs à haute fréquence. Le schéma le plus généralement utilisé correspond à la Fig. 28. Les enroulements primaires et secondaires sont également accordés par des condensateurs variables ou ajustables.

Ce circuit pourrait être utilisé avec d'excellents résultats pour l'amplification à haute fréquence.

S'il n'est pas plus répandu, c'est uniquement parce qu'il est notoirement plus compliqué et, qu'en particulier, les problèmes de la commutation et du couplage sont assez ardus à résoudre.

Le couplage entre les enroulements P et S doit être beaucoup plus faible qu'avec un montage dont un seul enroulement est accordé (Fig. 20).

Par contre, la sélectivité obtenue est notoirement plus grande, ce que l'on peut comprendre sans peine puisqu'il y a deux circuits oscillants.

Importance du couplage

II importe toutefois de préciser cette notion. Supposons que le couplage entre P et S soit très faible. Les deux enroulements sont, par exemple, co-axiaux et leur distance est de 40 m/m. On observe que l'accord des deux circuits est indépendant ; ils ne réagissent point l'un sur l'autre, l'accord de l'un ne produit pas le désaccord de l'autre. La sélectivité obtenue est très grande, par contre la sensibilité est faible. Si nous augmentons progressivement le couplage nous constaterons :

On observe pour un certain point que la sensibilité passe par un maximum. Le couplage correspondant est dit couplage critique.

Si l'on continue l'augmentation, on observe une diminution de sensibilité et, en même temps, la courbe de résonance, au lieu d'avoir la forme habituelle, se modifie profondément. Tout d’abord ; au lieu d’avoir la forme pointue habituelle, elle passe par une forme presque rectangulaire, puis elle se déforme et présente deux pointes symétriques. Toutes ces modifications peuvent être examinées sur la Fig. 29 qui représente les aspects successifs de la courbe à mesure qu'augmenté le couplage, c'est-à-dire que diminue la distance entre les deux enroulements.

Il est à remarquer que la courbe IV correspond à une transmission excellente de toutes les fréquences musicales et, en même temps, à une sélectivité peu inférieure à celle de la courbe III.

Sens de couplage

Pratiquement les enroulements d'un transformateur de moyenne fréquence se présenteront comme la Fig. 30. Si les bobinages sont faits en même temps, par la même machine, on peut se demander quel doit être le sens de branchement. En d'autres termes, si la plaque correspond à une « entrée » doit-on relier la grille à une sortie ou à une entrée ?

En fait, cela n'a aucune importance. Si l'on observe expérimentalement des différences cela tient uniquement à cette raison que les deux sens du branchement ne correspondent pas au même degré de couplage.

En effet, il existe non seulement un couplage magnétique mais encore un couplage statique entre les deux enroulements ou entre diverses connexions. Suivant le sens de branchement le couplage statique s'ajoutera ou se retranchera du couplage magnétique. Dans les deux cas le couplage critique ne correspond donc pas au même écartement. Mais si l'on fait l'expérience en ayant soin d'obtenir l'égalité des couplages — on obtiendra, dans les deux cas, des résultats absolument identiques.

Sélectivité variable

Un des meilleurs moyens pour réaliser une variation de sélectivité est de construire un transformateur dont la courbe de transmission puisse passer de l'allure I à l'allure V (Fig. 29). Il suffit pour cela de prévoir un couplage variable entre les enroulements. Cette variation peut être obtenue de bien des manières ; nous sommes dans l'impossibilité d'indiquer ici des solutions, lesquelles, en réalité, ressortissent plus de la mécanique que de l'électricité.

Constitution rationnelle des transformateurs

Pour la réalisation des transformateurs, on -pourra s'inspirer des données suivantes :

L'emploi d'un noyau magnétique est particulièrement intéressant.

Anomalie de fonctionnement

Ce sont exactement les mêmes que celles des étages d'amplification de haute fréquence.

D'une manière générale, le changement de fréquence est obtenu par la combinaison d'une oscillation locale et d'un tube amplificateur utilisé d'une manière particulière. Un des plus importants problèmes était de réaliser un couplage convenable entre l'oscillation locale et le tube amplificateur ou modulateur. On a utilisé, et on utilise encore, dans certains cas, des couplages statiques, magnétiques, ohmiques ou des combinaisons de ces divers moyens.

Une solution particulièrement intéressante a été apportée par l'emploi d'un couplage électronique. L'agent de liaison entre les circuits d'oscillation et de modulation est un flux d'électrons.

L'octode est l'exemple le plus moderne de cette solution et la dernière-née, l'Octode EK2 est le tube le plus intéressant de cette série.

Ainsi que l'indique son nom, l'octode comporte huit électrodes.

Une cathode C (Fig. 31) est chargée de fournir les électrons.

En s'éloignant de C on trouve une première grille g1, qui entoure la cathode, puis une seconde électrode g2, qui est, en réalité, une anode auxiliaire composée de deux tiges placées en dehors du flux électronique principal. Après quoi, nous trouvons deux grilles-écrans qui sont reliées entre elles (g3, g5) et qui entourent complètement une grille g4, construite comme une grille de tube à pente variable ; g4 est la grille de commande principale. Au-delà, une autre électrode concentrique, normalement reliée à la cathode — et, enfin, une anode chargée de capter les électrons.

En pratique, on peut considérer que l'Octode se comporte comme la combinaison d'un tube triode-oscillateur (C, g1, g2) et d'un tube penthode-modulateur (C, g4, g5, g6, A). L'écran g3 a pour rôle la séparation électrostatique des deux tubes.

Considérons, par exemple, le montage schématisé Fig. 32. Les oscillations locales sont engendrées dans le circuit L-CV (par le couplage entre L1 et L2). L'anode auxiliaire est portée à une tension positive de 100 à 200 volts.

La grille g1, est polarisée automatiquement par le redressement des oscillations locales. Ce redressement se traduit par le passage d'un courant dans Rg1.

La grille de commande g4 reçoit les oscillations dont il s'agit de transformer la fréquence. Les tensions développées sur cette électrode réagissent naturellement sur le flux électronique. Mais il est évident que les oscillations locales réagissent également puisqu'elles sont appliquées sur la grille g1, qui entoure la cathode. Une étude plus approfondie nous montrerait que tout se passe comme si le tube penthode était alimenté par un flux d'électrons modulé à la fréquence de l'oscillation locale.

Si la caractéristique relative à la grille g4 a une forme convenable, le résultat est de faire apparaître dans le courant anodique une composante dont la fréquence est égale à la différence des fréquences des tensions respectivement appliquées sur g1, et g4.

On conçoit facilement que le rendement de cette transformation puisse dépendre, dans des limites étendues, des conditions de fonctionnement.

Influence des conditions de fonctionnement

Le flux d'électron est influencé par la tension négative relativement élevée appliquée sur g1. On utilise, une résistance de 50.000Ω et l'intensité du courant moyen qui circule dans cette résistance est de 0,3 mA. En conséquence, la tension négative moyenne appliquée est de :

La polarisation appliquée sur g4 détermine la pente du tube penthode chargé de la transformation, exactement comme s'il s'agissait d'un tube à pente variable. À mesure que la polarisation diminue, la pente et, par conséquent le « gain » augmente. Toutefois, pour une polarisation trop faible, il pourrait y avoir production d'un courant de grille. Le circuit oscillant placé dans la grille g4 serait alors fortement amorti et tout fonctionnement normal cesserait d'être possible. La valeur limite de la polarisation est déterminée par la chute de tension dans Rp ; cette résistance est traversée par les courants consommés par toutes les électrodes.

Dans les conditions limites d'utilisation :

la tension de polarisation ne doit pas être inférieure à 1,3 volt pour l'Octode EK2.

Pour obtenir le meilleur fonctionnement d'un étage de conversion par octode, il faut réaliser les conditions suivantes :

Il est important que les tensions écran soit parfaitement stabilisées et ne soient pas obtenues, par exemple, par la simple insertion d'une résistance en série avec la tension anodique. L'emploi d'un diviseur de tension est préférable pour obtenir le meilleur fonctionnement. La tension de l'anode d'oscillation peut sans inconvénient être fixée à l'aide d'une résistance placée en série.

Si les conditions énoncées ne sont pas réalisées on observe une diminution de la sensibilité. La conversion de fréquence s'effectue avec un plus mauvais rendement On observe surtout que le rapport entre le signal et le bruit de fond tend à être moins favorable. Le « souffle » d'un changement de fréquence par octode indique que les meilleures conditions ne sont pas réalisées.

Anomalies de fonctionnement

Manque de sensibilité (voir plus haut). Il faut vérifier l'amplitude des oscillations locales et la valeur des différentes tensions. Il faut s'assurer que la tension de polarisation appliquée sur g4 n'est ni trop élevée, ni trop faible. Il faut s'assurer que le transformateur de moyenne fréquence inséré dans l'anode est en bon état.

Variation de rendement

Le rendement peut être très variable le long d'une gamme. Cette anomalie tient au fait que l'amplitude de l'oscillation locale est elle-même très variable. On observera, par exemple, un courant de 350µA dans Rg1, au zéro du condensateur et un courant de 50µA seulement au maximum. II est certain que ce dernier chiffre correspond à une pente de conversion beaucoup plus faible, et, par conséquent, à une importante réduction de sensibilité.

C'est en étudiant la forme et les constantes de l'oscillation qu'on peut arriver à une régularité d'oscillation bien meilleure. Il n'est pas impossible de réaliser une oscillatrice qui donne, par exemple, 310µA en bas de gamme et 290µA en haut. On peut admettre que cette faible variation n'a aucune répercussion sur la sensibilité.

Nous avons donné des constantes d'oscillatrices pour Octodes AK2 dans notre ouvrage « Technique transcontinentale ». Ces indications sont encore parfaitement valables ici en modifiant convenablement la valeur des enroulements d'entretien et leur couplage.

Blocages ou oscillations parasites

On dit, en général, qu'il y a « blocages » quand le circuit de réception (L—CV Fig. 32) est, lui aussi le siège d'oscillations. Plusieurs causes peuvent produire ce phénomène. Nous nous bornerons à énumérer les principales :

Certains modèles de tubes modulateurs-oscillateurs présentent particulièrement ce défaut pour les fréquences les plus élevées, c'est-à-dire pour la réception des ondes courtes. Ce n'est pas le cas de l'Octode EK2 que nous étudions spécialement ici. En effet, une disposition intérieure (capacité de neutralisation) permet de compenser l'effet du faible couplage qui peut rester entre les électrodes.

Les blocages sont à peu près inexistants avec ce dernier modèle de tube. Leur présence signale, à coup sûr, une anomalie ou une erreur de montage.

Variations de fréquence

Avec certains modèles de tubes, une modification des constantes du circuit de réception L — CV entraîne une variation dans la fréquence des oscillations locales. Le résultat est évidemment un désaccord de l'émission reçue. Le phénomène, généralement négligeable pour les fréquences moyennes peut devenir très gênant pour les fréquences correspondant aux gammes d'ondes courtes. Il est dû à une mauvaise construction du tube et demeure négligeable avec les tubes dont il sera question plus loin.

Il en est de même de la variation de fréquence produite par la variation de gain, obtenu en appliquant une tension de polarisation plus ou moins élevée sur la grille g1.

La détection est l'opération qui consiste à éliminer la composante à haute fréquence, pour extraire la composante téléphonique présente dans les oscillations modulées. Un récepteur moderne doit avoir une « détection linéaire ». Il faut entendre par là que les variations d'amplitude de l'onde porteuse doivent se traduire par des variations rigoureusement proportionnelles du courant téléphonique.

Depuis les anciens détecteurs électrolytiques jusqu'à certains tubes à gaz, on a utilisé de très nombreux moyens pour la détection. Il ne saurait être question de les énumérer seulement ici. La plupart des procédés ont été abandonnés. La grande majorité des récepteurs industriels utilisent la détection par diode ; certains récepteurs spéciaux utilisent encore la détection par la courbure de plaque.

La détection par la grille qui est, en réalité, une variante de la détection par diode a disparu d'une manière à peu près complète, sauf dans certains récepteurs très simples, destinés à la réception des stations locales. Nous nous bornerons donc à étudier les deux procédés :

Détection linéaire par diode

Le schéma classique est indiqué Fig. 33. Les tensions à rectifier sont appliquées entre cathode et anode d'un tube diode. La résistance d'utilisation est Rd. Un condensateur Cd choisi de telle sorte que sa réactance pour la haute fréquence soit négligeable par rapport à Rd shunte cette dernière.

La résistance entre cathode et anode est pratiquement infinie pour les alternances négatives. Elle est négligeable pour les alternances positives. Dans ces conditions, on trouve, aux bornes de Rd une composante téléphonique à haute fréquence qui est presque intégralement éliminée par le condensateur Cd.

Pour obtenir une détection linaire, il faut :

1°) Tensions suffisantes

Pratiquement, il faut transmettre au détecteur des tensions à haute fréquence dont l'amplitude soit de l'ordre de 0,5 volt, au moins. Pour des tensions plus faibles la détection s'opère selon une loi parabolique. Il faut entendre par là qu'une tension deux fois plus élevée donnera une tension rectifiée quatre fois plus grande. Il y a donc production de distorsion.

Cette remarque montre la nécessité de prévoir une amplification suffisante avant la détection quand on veut recevoir des émissions faibles dans les meilleures conditions.

2°) Valeurs des constantes

Rd : On cherche à obtenir entre LC et la cathode une impédance pour les fréquences téléphoniques égale à la valeur ohmiques Rd. Or cette impédance est à peu près égale à Rg, en conséquence Rg doit être beaucoup plus grand que Rd. La limite de Rg est 1,5 mégohm. On choisit alors 0,5ohms pour Rg.

Malheureusement, l'amortissement causé au circuit oscillant est notoirement plus important quand Rd est faible — d'où le compromis :

Cd : Cd doit présenter une impédance négligeable pour les fréquences qu'il s'agit de rectifier et, au contraire, une impédance aussi grande que possible pour toutes les fréquences téléphoniques. Cette condition est parfois difficile à réaliser, surtout lorsque les fréquences à rectifier sont relativement faibles (cas d'une moyenne fréquence sur 110 Kc/s par exemple).

Une capacité élevée (de 0,3/1.000, par exemple) favorise l'élimination de la composante à haute fréquence mais amène une atténuation déjà sensible des composantes téléphoniques.

Une capacité faible (de 0,1/1.000) par exemple, risque de favoriser la transmission de composantes à haute fréquence vers l'amplificateur de puissance ; ce qui peut amener un fonctionnement instable, ou un autre type de distorsion.

Enfin, il ne faut pas perdre de vue que les valeurs de capacité de résistance sont dépendantes. Une grande valeur de Rd oblige à choisir une capacité plus petite et inversement.

Élimination de la composante à haute fréquence

Dans les récepteurs à haute-fidélité musicale on peut prévoir des dispositifs destinés à éliminer complètement la composante à haute fréquence sans atténuer sensiblement les fréquences musicales.

Un des plus efficaces est celui dont nous donnons le schéma Fig. 34. Un circuit absorbant LC, analogue a un enroulement de moyenne fréquence est connecté en parallèle avec la résistance d'utilisation Rd. C'est un court-circuit dont l'efficacité est maximum pour la fréquence qu'il s'agit d'éliminer.

Ce moyen est relativement coûteux. Son emploi n'est guère justifié que pour des récepteurs à prix élevé. Une solution plus simple est d'intercaler une résistance de 10.000 à 500.000Ω entre la résistance Rd et l'amplificateur (Fig. 35). Il est évident que l'efficacité de cette disposition est notoirement moins grande.

Réglage de la puissance

Le meilleur moyen est représenté sur la Fig. 36. La résistance d'utilisation est un potentiomètre. Ce schéma doit être préféré au montage dans lequel la résistance Rg est un potentiomètre, alors que Rd est fixe.

La régulation (V.C.A.)

Le régulateur est un dispositif qui fait varier automatique la sensibilité à l'inverse de l'amplitude de la station que l'on écoute.

Un des moyens les plus simples et les plus répandus consiste à utiliser, à cet effet, la tension disponible aux bornes de la résistance Rd. Mais cette tension est accompagnée d'une composante à haute fréquence, et d'une composante téléphonique qu'il faut éliminer. C'est le rôle d'un véritable filtre ou circuit de découplage.

La tension de régulation est appliquée aux grilles des tubes modulateurs et amplificateurs.

Le plus simple schéma est indiqué Fig. 37. Une résistance R de 500.000 à 1 mégohm associée à un condensateur de 50 ou l00/1.000 assure le filtrage dont nous avons expliqué la nécessité.

Le découplage est d'autant plus efficace que la capacité et la résistance ont des valeurs plus grandes. Mais on ne saurait dépasser certaines valeurs pour plusieurs raisons :

On pourra améliorer le découplage sans augmenter par trop la constante de temps, en utilisant plusieurs cellules de découplage en série.

Lorsque la commande de sensibilité est appliquée sur plusieurs étages, il peut être indispensable d'utiliser des découplages séparés pour chaque étage.

Régulation différée

Le système précédent est dit « régulateur simple ». L'action régulatrice commence à se faire sentir même pour les stations très faibles. On observe, en conséquence, une diminution apparente de la sensibilité.

Cette propriété n'est pas favorable à la réalisation d'une détection linéaire puisque, ainsi que nous l'avons vu, il est nécessaire de soumettre une certaine tension au détecteur.

Il serait intéressant de ne faire agir la régulation que pour les tensions donnant, au détecteur, une tension au moins égale à celle qui assure une détection linéaire ou, mieux encore, à celle qui assure à la lampe finale une tension suffisante pour la moduler « à fond ». On obtiendra ainsi la puissance maximum pour un plus grand nombre d'émissions.

C'est pour répondre à cette nécessité que l'on utilise des montages de régulation différée.

Dans ce but, on utilise une anode de redressement séparée pour la régulation et on applique sur celle-ci une tension négative. Le courant redressé ne peut apparaître que pour une tension supérieure à la tension de polarisation.

Le schéma de principe de cette disposition est donné Fig. 38. Les oscillations à haute fréquence sont transmises à la seconde anode par un condensateur C1. La tension de régulation est disponible entre les extrémités de R1 qui aboutit à la tension de retard.

Pratiquement, on utilisera un tube complexe comme le duo-diode-triode EBC3 et la tension de retard sera la tension de polarisation du tube triode. On aboutit ainsi au schéma d'utilisation pratique Fig. 39.

L'anode d, est utilisée pour la rectification des signaux. Au repos, il est pratiquement à la tension de la cathode. Par contre la tension de la cathode est positive par rapport à l'anode d2. C'est-à-dire que d2 est négative par rapport à la cathode. Il faut donc appliquer à d2 des tensions au moins égales à la tension aux bornes de Rp pour qu'un courant redressé commence à circuler dans R2, c'est-à-dire que la régulation commence d'agir.

Les valeurs seront les suivantes :

Utilisation du tube EB4

Une variante de ce montage est donnée Fig. 40 avec l'utilisation de la double diode EB4 qui possède non seulement deux anodes, mais encore deux cathodes séparées. La tension de retard est prise, cette fois encore, aux bornes d'une résistance de polarisation d'un tube quelconque.

On pourrait, tout aussi bien, utiliser une tension positive quelconque. Ainsi, on pourrait emprunter cette tension à un dispositif potentiométrique. On peut avoir ainsi un retard de régulation variable à volonté.

Le régulateur idéal

Les dispositifs précédents ont une action régulatrice assez efficace, mais cependant on peut souhaiter une action encore plus énergique, de telle sorte que le récepteur puisse être réglé aussi bien sur une station lointaine que sur une puissante émission locale.

On peut augmenter l'action régulatrice en couplant le diode d2 non plus avec le secondaire S du dernier transformateur mais avec le primaire S. La capacité de liaison C1 est alors branchée entre le point A et le point B (Fig. 40).

La tension disponible aux bornes de P est notablement plus élevée que celle qui existe aux bornes du secondaire S. Ainsi on obtient l'avantage d'une régulation plus importante.

Pour obtenir une régulation encore plus efficace on peut avoir recours à des montages de régulation amplifiée. Nous avons donné des schémas dans le premier volume de cet ouvrage. Nous n'insisterons pas ici sur la réalisation pratique parce que ces dispositifs ne peuvent être utilisés que sur des récepteurs coûteux ou compliqués.

Réglage silencieux

II en est de même des montages connus sous le nom de « réglage silencieux » dont le rôle est de paralyser le récepteur aussi longtemps qu'il n'est pas accordé sur une onde porteuse d'une amplitude suffisante. On évite, de la sorte, les bruits désagréables que transmet le haut-parleur lorsqu'on passe du réglage d'une station à celui d'un autre émetteur.

Sans être compliquée, la mise au point de ces montages est délicate. Le principe consiste à bloquer le tube amplificateur en lui appliquant une tension de polarisation exagérée. Dès qu'une onde porteuse d'une intensité suffisante se manifeste, la polarisation se fixe à une valeur normale.

Pour obtenir très exactement ce résultat et ne pas produire soit un manque de sensibilité apparent, soit des déformations, les tensions doivent être ajustées avec une grande exactitude. La moindre variation des éléments — serait-ce même une variation dans la tension d'alimentation — peut amener la paralysie complète du récepteur. C'est pourquoi l'emploi de ces dispositifs, pourtant séduisants en théorie, n'est guère à conseiller en pratique.

Détection par la grille

Le schéma de la détection par la grille est indiqué Fig. 41. La grille sert d'anode de redressement — la résistance d'utilisation étant Rd. En même temps, les tensions existant aux bornes de Rd modulent le tube lui-même. C'est donc, peut-on dire, une détection par diode avec liaison directe entre l'élément redresseur et l'élément amplificateur.

Le grave inconvénient c'est que le courant redressé fourni par la détection polarise le tube amplificateur. Une tension de polarisation de plus en plus grande est appliquée par l'intermédiaire de Rd, à mesure que croît l'amplitude des tensions appliquées. Ainsi la détection des signaux très puissants ne serait possible qu'avec une tension anodique considérable. Mais, alors, en l'absence de signaux, aucune polarisation n'est appliquée sur le tube et celui-ci fournit un courant anodique anormalement élevé.

Un autre inconvénient, c'est que la composante à haute fréquence est transmise directement au tube amplificateur. C'est une cause de la production d'une détection « par la plaque » qui neutralise partiellement la détection par la grille.

Par contre — pour cette même raison — il est possible d'utiliser le montage avec réaction ; ce qui présente de l'intérêt dans le cas d'un récepteur à bon marché.

Détection par la courbure d'anode

Un tout autre principe est utilisé dans la détection par l'anode. Si on peut considérer la détection par la grille comme une rectification suivie d'une amplification à basse fréquence, on peut considérer que la détection par l'anode équivaut à une amplification à haute fréquence accompagnée d'une rectification.

Considérons la caractéristique Ia Va d'un tube quelconque. Réglons les tensions pour que le fonctionnement au repos corresponde au point A, où commence à apparaître le courant anodique.

Si nous soumettons au tube un courant alternatif quelconque, il est évident, d'après la Fig. 42, que les alternances négatives, augmentant encore la polarisation, ne modifieront rien. Au contraire, les alternances positives déclencheront un courant anodique. Il y aura donc rectification.

Avant l'apparition des premiers tubes diode ou binode, ce mode de détection présentait un intérêt beaucoup plus grand qu'à l'heure actuelle.

II a cependant les avantages suivants qui peuvent être fort intéressants dans certains cas :

On peut, avec avantage, Utiliser des tubes penthodes.

Nous donnons Fig. 43 un schéma pratique d'utilisation utilisable avec la penthode à forte pente EF6.

Quand il s'agissait d'amplifier des courants de haute fréquence, nous cherchions à réaliser une amplification sélective, c'est-à-dire que nous souhaitions n'amplifier qu'une mince bande de fréquences. Dans le courant issu du détecteur, il peut y avoir toutes les fréquences acoustiques. Il est nécessaire de conserver toutes ces fréquences et de les amplifier d'une manière absolument égale. La technique de l'amplification téléphonique est donc notoirement différente.

La puissance dont nous disposons après détection est, tout au plus, de l'ordre du microwatt. Pour faire mouvoir d'une manière suffisante la membrane du haut-parleur, il faudra parfois une puissance de l'ordre de 0,5 à 4 watts.

On peut, certes, réaliser des gains de cet ordre avec un simple étage. Toutefois, on préfère, d'une manière générale, prévoir un étage intermédiaire, ou étage de préamplification, entre le détecteur diode et le tube final, chargé de transmettre au haut-parleur la puissance nécessaire.

Il ne faut pas perdre de vue que la puissance transmise au haut-parleur ne dépend pas seulement de la puissance dissipée par le tube, mais encore, et surtout, des tensions que l'on transmet à la grille. Nous pensons qu'il est utile d'insister quelque peu sur ces notions.

Puissance modulée — puissance dissipée

Dans le volume : La Technique Transcontinentale (page 46), nous avons montré ce qu'on devait entendre par la puissance dissipée et puissance modulée. La puissance dissipée maximum est fixée par le constructeur de tubes. Elle est égale au produit de la tension anodique appliquée par l'intensité de courant. La puissance modulée fournie croit à mesure qu'on admet sur la grille du tube des tensions alternatives plus élevées ; mais, en même temps, la distorsion s'accroît. Le taux de distorsion admissible est, suivant les cas, de 5 ou 10 %. Cette limitation fixe, naturellement, la puissance modulée maximum fournie par un tube dans des conditions données.

Ce qu'il convient de retenir surtout, c'est qu'un tube ne peut fournir toute la puissance modulée qu'à la condition expresse de lui transmettre des tensions de grille suffisantes.

Prenons un exemple concret.

Supposons qu'un récepteur soit équipé avec la penthode finale EL3.

Le réglage d'intensité sonore étant poussé au maximum, nous obtenons une puissance de 4 watts que nous jugeons insuffisante. Dans ces conditions, la tension efficace transmise à la grille est d'environ 3,8 volts.

Nous désirons obtenir une puissance plus grande. Suffira-t-il de remplacer le tube EL3 par un tube plus puissant ? Non pas. Si nous utilisons, par exemple, une triode AD1 de 15 watts, nous n'aurions qu'une puissance modulée inférieure à 1 watt en partant d'une tension d'attaque de 3,8 volts. On pourrait prétendre que ce défaut de rendement est dû à l'utilisation d'un tube triode en remplacement d'une penthode. Il n'en est rien. Nous aurions pu remplacer le tube EL3 par le tube EL5 : penthode finale de 18 watts. La puissance modulée fournie aurait été alors de l'ordre de 3 watts.

Pour que cette dernière puisse fournir son maximum de 7,5 watts modulés, il aurait fallu disposer d'une tension de grille de 8 volts environ.

Toutes ces considérations nous permettent de comprendre ce qu'on demande aux étages compris entre la détection et le tube final. On peut résumer le programme exigé de la manière suivante :

Principe : couplage par résistance

On peut dire que, pratiquement, et sauf applications spéciales, on utilise d'une manière absolument générale le couplage par résistance.

Une résistance dénuée d'inductance et de capacité se comporte exactement de la même manière quelle que soit la fréquence des courants. Ce point de vue est, il faut bien le dire, un peu théorique, car, si l'on peut négliger l'inductance, on ne peut en faire autant pour les capacités parasites qui existent dans le câblage, et les capacités d'entrée et de sortie des tubes amplificateurs. Le système à résistance, indiqué sur la Fig. 44, petit, avec quelques précautions, être utilisé entre des fréquences de quelques périodes par seconde et des fréquences de l'ordre de 200 kilocycles.

Pratiquement, on n'en demande pas tant puisque les fréquences acoustiques sont comprises entre 16 et 20.000 cycles et, qu'en radiotéléphonie, les fréquences utilisables sont limitées à 10.000 ou 12.000 cycles, tout au moins à l'heure actuelle.

Si l'on a renoncé généralement à l'emploi des transformateurs à basse fréquence, c'est que la construction des tubes a fait des progrès énormes. Jadis, le gain donné par un étage à résistance ne pouvait guère dépasser 7 à 8. Aujourd'hui, les tubes de la nouvelle série transcontinentale rouge, comme le duo-diode-triode EBC3, donnent un gain de l'ordre de 17 à 20 ; et la penthode EF6 peut donner directement un gain de 150.

Pour que ces résultats étonnants soient obtenus sans déformation, il faut prendre certaines précautions sur lesquelles nous allons insister maintenant.

a) Capacité de liaison C1

La résistance d'utilisation Ru doit être aussi grande que possible par rapport à la réactance du condensateur C1. Il n'y a aucun intérêt à augmenter Ru au-delà de certaines limites. Il est évident que l'augmentation de Ru, traversée par le courant anodique, a pour conséquence secondaire un abaissement de la tension plaque. En réduisant cette dernière, on limite la polarisation et on diminue l'aptitude de la lampe à recevoir des impulsions importantes sur la grille.

Pratiquement, Ru sera limitée à 100.000Ω pour un tube triode et à 300.000 pour une penthode.

La résistance de grille du tube final étant de 500.000Ω, il est facile de déterminer que la condition fixée plus haut sera réalisée avec C1 de l'ordre de 15 à 20/1000. On pourra aller jusqu'à 50/1000 ou 100/1000, si l'on veut, mais de ce côté-là encore on ne gagne rien à exagérer. Il faut en effet noter que l'isolement d'un condensateur diminue avec sa capacité pour une qualité donnée. Une résistance d'isolement faible pourrait amener des tensions positives sur la grille du tube suivant.

Lorsque la résistance Rg est de 500.000 (cas d'un tube de sortie moderne), on pourra prendre C1 = 5 à 15/1000.

b) Capacité de découplage Cp

La résistance Rp est traversée par le retour du courant anodique. Si le condensateur Cp n'existait point, on trouverait aux bornes de Rp des tensions téléphoniques amplifiées. Or, ces tensions sont appliquées entre grille et cathode. Elles sont donc en opposition avec les tensions d'entrée et leur effet serait de diminuer considérablement le « gain » de l'étage. Ce phénomène est dit d'antiréaction ou, suivant l'expression américaine, de dégénération.

On comprend, dès lors, le rôle de Cp. Mais il est évident que, cette fois encore, Cp doit avoir une réactance négligeable par rapport à Rp pour toutes les fréquences à transmettre. S'il n'en est pas ainsi, pour certaines fréquences, on observera, pour ces fréquences seulement, une réduction de l'amplification.

La condition est plus difficile à réaliser à mesure que la pente est plus élevée, parce que Rp est toujours relativement faible et que c'est la pente qui détermine le courant alternatif traversant Cp. Cela conduit parfois à adopter pour Cp des valeurs considérables, qui ne sont souvent pratiquement réalisables qu'avec des capacités électrochimiques. On peut se conformer aux données suivantes :

RP	CP
de 1.000 à 3.000	4 à 2 µF
de 300 à 500	20 à 10 µF
de 100 à 200	25 à 10 µF

En adoptant ces valeurs, on est assuré que les fréquences de l'ordre de 40 à 50 cycles par seconde sont correctement transmises.

a) Capacité parasites

C'est plus une question de disposition des éléments que de détermination des valeurs. Pour éviter certains phénomènes gênants, on est amené parfois à disposer des capacités entre le point A et la masse ou la cathode (Fig. 44).

On ne perdra pas de vue que cette adjonction implique nécessairement le sacrifice des fréquences élevées. On ne se résoudra donc à ce sacrifice qu'en dernier ressort, quand on a bien reconnu qu'il n'y a pas moyen de faire autrement.

On sacrifie volontairement l'aigu dans le but de diminuer le bruit de fond ou les parasites, dont les composantes principales correspondent, en effet, à des fréquences acoustiques relativement élevées. Mais il est toujours préférable de prévoir la capacité sous la forme d'une adjonction facultative (contrôle de tonalité). On laisse ainsi l'usager libre de juger lui-même. Il faut sacrifier au moins une partie du spectre sonore.

La transmission de l'extrême aigu sera absolument nécessaire dans les amplificateurs destinés à la télévision. Les fréquences de modulation peuvent alors atteindre 500.000 périodes par seconde. Non seulement il faut éviter le branchement de toute capacité en A, mais encore il faut veiller à réduire toutes les capacités parasites qui pourraient intervenir.

b) Valeur des résistances

II y a des capacités absolument inévitables, comme, par exemple, la capacité anode-cathode du tube, ainsi que la capacité grille cathode du tube suivant. En vertu d'un principe exposé plus haut, l'action de ces capacités sera négligeable si leur réactance est grande par rapport à la résistance qu'elles shuntent. Cette résistance est ici Ru (Fig. 44).

On favorisera donc la transmission des fréquences les plus élevées en adoptant pour Ru une valeur relativement faible.

Si la transmission des fréquences les plus élevées est une condition absolue, on n'hésitera pas à utiliser des valeurs de Ru assez basses, même si l'on entraîne ainsi une diminution de « gain » obtenu par l'étage.

On peut aussi, dans le même but, ne pas utiliser des résistances d'utilisation pure, mais leur ajouter, en série, une inductance spécialement déterminée pour compenser la perte des fréquences les plus élevées. L'emploi d'un tel système peut avoir de l'intérêt dans les amplificateurs destinés à la télévision.

Distorsion

II y aura distorsion chaque fois que la caractéristique du tube ne sera pas une droite. Aucun tube ne peut avoir une caractéristique rigoureusement linéaire. On peut donc en conclure qu'il y a toujours distorsion. Mais le défaut peut être plus ou moins grand.

On peut toujours confondre une courbe peu étendue avec la tangente au point considéré. Ce point de vue n'est défendable que pour des petites portions de caractéristiques. Si le point de fonctionnement explore de grandes étendues de la courbe, il y aura distorsion. On favorisera donc la bonne reproduction en évitant toute surcharge du tube.

La portion utile d'une caractéristique s'étend entre la courbure inférieure et le point où commence le courant de grille (correspondant à une polarisation de l'ordre de 1 volt). En augmentant la tension anodique dans les limites permises, on augmente la puissance disponible ou, pour une puissance donnée, on réduit le taux de distorsion.

Dans l'établissement d'un amplificateur, il ne faut pas perdre de vue que les taux de distorsion sont établis en admettant que les courants soumis aux tubes sont sinusoïdaux.

Or, en pratique, les courants téléphoniques ont des formes tout à fait différentes de cet idéal. Or, nous venons de noter que la distorsion était fonction de l'amplitude ou, si l'on préfère, des tensions maxima développées. Ces tensions maxima, pour une tension efficace donnée, sont beaucoup plus élevées avec les courants téléphoniques usuels. Citons des chiffres :

A une tension sinusoïdale de 1 volt efficace correspond une tension maximum de 1,4 volt. Or, l'examen à l'oscillographe montre qu'une tension efficace téléphonique de 1 volt développe couramment des tensions maxima de plusieurs volts...

1°) Gain

Le « gain » ou amplification est considérablement plus important avec une penthode. En gros, on peut dire qu'il est dix fois plus élevé ; une triode donnant un gain de 15 à 17 et une penthode pouvant donner 150.

Il importe de remarquer que les tensions disponibles après détection sont pratiquement de l'ordre de 0,5 à 1 volt, puisqu'on a exigé une détection linéaire.

Les tubes de sortie EL2, EL3, EL5 demandent respectivement, pour leur charge maximum, des tensions d'entrée de 10V, 3,9V et 8V.

Généralement, on a donc, dans le cas le plus défavorable (EL2), besoin d'un gain de 20. C'est ce que peut approximativement fournir un tube triode.

L'utilisation d'un tube triode est donc parfaitement justifiée dans tous les cas.

L'avantage d'une préamplification par penthode se manifestera dans les cas où l'on ne disposera que d'une tension inférieure à 0,5 volt.

Mais il faut répéter que, dans cette occurrence, la détection aura été assurée dans de mauvaises conditions.

A son maximum de charge admissible pour une distorsion acceptable, la penthode EF6, aussi bien que la triode EBC3, donneront une tension efficace disponible de l'ordre de 30 volts. Il est donc possible d'utiliser une penthode EF6 ou une triode EBC3 comme lampe d'attaque d'un tube exigeant une tension importante comme dans le cas du tube AD1, par exemple. Il ne faut pas intercaler un étage d'attaque entre le tube préamplificateur et le tube AD1, quand ce dernier est utilisé en amplificateur classe A.

2°) Distorsion

Théoriquement, les deux modèles de tubes donnent des taux de distorsion qui sont du même ordre de grandeur. Mais, dans quelques cas, le tube triode fournit une reproduction plus agréable. Comment expliquer cette apparente anomalie ?

C'est peut-être en partie parce que le tube penthode exige une tension d'entrée plus faible. Ce qui se traduit souvent par une détection moins favorable. Il faudrait aussi faire intervenir certains phénomènes dus à la forme des caractéristiques dynamiques.

La considération de « musicalité » doit passer au premier plan. C'est pourquoi il est préférable d'adopter la préamplification par triode. Pratiquement les schémas sont plus simples, puisqu'il est inutile de prévoir l'alimentation de l'écran et son découplage.

Un récepteur équipé avec penthode préamplificatrice sera plus sensible, mais ne sera pas plus puissant. On utilisera donc la penthode sur certains récepteurs qui auraient tendance à manquer de sensibilité (bobinages à bon marché, manque de tension sur les récepteurs « universels », etc.). On se souviendra que l'énorme gain de la penthode peut amener des ronflements d'induction ou des bruits de secteur. Un certain nombre de précautions seront donc imposées (blindage des fils, etc...).

Tous les tubes qui précèdent l'étage final ont pour mission de transmettre des tensions aux autres tubes. La puissance électrique qu'ils développent est donc sans importance puisqu'il s'agit simplement d'imprimer des variations de tension à une grille. Le rôle du tube final est tout autre. La considération du « gain » s'effacera devant celle, plus importante, de la puissance modulée.

Nous avons déjà insisté, au début de ce chapitre, sur le sens qu'il faut exactement donner à cette expression.

Tout ce qui concerne la liaison de ce tube avec les tubes précédents découle des mêmes considérations que pour l'étage de préamplification.

Nous avons aussi appris qu'un tube ne peut fournir toute sa puissance modulée qu'à condition de transmettre des tensions suffisantes à sa grille d'entrée.

Impédance de charge

II nous faut exposer maintenant le rôle de l'impédance de charge.

La puissance électrique est disponible dans le circuit de plaque du tube. Pour la recueillir, il faut utiliser une « impédance de charge ».

Pour les tubes amplificateurs, on obtenait un gain d'autant plus élevé que l'impédance d'utilisation était plus grande. Cette notion n'est pas applicable au cas du tube final, précisément pour les raisons indiquées plus haut. On peut montrer que le rendement maximum, pour un modèle de tube donné, sera obtenu pour une impédance de charge donnée. Le rendement baissera aussi bien pour des impédances plus grandes que plus petites.

Pratiquement l'impédance de charge est déterminée par l'ensemble constitué par le haut-parleur et son transformateur de sortie. Pour un haut-parleur donné, on fait varier l'impédance en modifiant les constantes du transformateur de sortie.

Ainsi donc, un transformateur établi pour un tube EL3 ne peut convenir pour un tube EL5 ou AD1.

Transformateur de sortie

L'établissement d'un excellent transformateur de sortie pose des problèmes nombreux. Le meilleur haut-parleur ne peut donner de bons résultats si on lui adjoint un transformateur mal construit ou dont les caractéristiques ne conviennent point.

L'enroulement primaire du transformateur est parcouru par le courant anodique du tube final. Il y a donc une composante magnétisante fort importante dont l'action vient modifier les propriétés du circuit magnétique. Il est nécessaire d'utiliser des alliages spéciaux pour éviter la saturation.

L'impédance optimum doit être obtenue pour toute la gamme des fréquences à transmettre. Le problème ainsi posé est assez compliqué. Il faut, en effet, remarquer que les constantes mécaniques du système mobile viennent réagir sur les constances électriques. En particulier, une résonance mécanique se traduit par une augmentation considérable de l'impédance électrique.

La transmission de toutes les fréquences produites n'est possible, avec égalité de rendement, que si l'impédance d'utilisation demeure constante dans tout le spectre sonore.

Amplification push-pull

Quand on veut augmenter la puissance modulée disponible, on peut soit utiliser un tube final plus puissant, soit encore utiliser deux tubes en parallèle.

On peut aussi avoir recours au montage symétrique ou push-pull.

On utilise deux tubes, mais les tensions sont décalées de 180°, de telle sorte qu'une grille soit positive quand l'autre grille est négative, d'où le nom de push-pull, qui veut dire : pousse-tire.

Les composantes téléphoniques du courant anodique sont elles-mêmes en opposition. On les recompose à l'aide d'un transformateur à prise médiane.

Le montage symétrique présente les propriétés suivantes : Les harmoniques de rang pair sont éliminés. Les composantes nuisibles se trouvent constamment égales et de sens contraire dans le courant modulé. Avec des lampes d'une puissance donnée et en se fixant un taux de distorsion maximum, on peut fournir une puissance modulée plus considérable qu'avec les deux mêmes tubes en parallèle. Mais, une fois de plus, il ne faut pas perdre de vue que ce gain de puissance ne peut être obtenu qu'à la condition de disposer d'une préamplification suffisante.

Les composantes téléphoniques dans la résistance commune de polarisation Rp sont théoriquement égales et de sens contraire. Elles s'annulent et il est par conséquent inutile de shunter cette résistance par un condensateur. En pratique, on préfère cependant, dans la majorité des cas, shunter cette résistance par un condensateur électrochimique.

Enfin, les courants anodiques des deux tubes créent dans le circuit magnétique du transformateur des champs égaux qui sont en opposition. Il n'y a donc aucune saturation à craindre de la part du courant anodique quand les courants des deux tubes sont approximativement égaux.

La difficulté principale c'est d'obtenir la symétrie des tensions téléphoniques transmises aux deux grilles. La solution est simple par l'emploi d'un transformateur. Si l'on veut réaliser' un couplage par résistance, on se trouve en présence de difficultés qui ne sont pas insolubles, mais qui compliquent cependant la réalisation. Il nous est impossible d'insister ici sur l'emploi de ces montages un peu spéciaux (couplage par cathode, tube de déphasage, etc...).

Amplification classe A/B

On peut profiter des propriétés du montage push-pull pour augmenter le rendement. En polarisant excessivement le tube, on diminue le courant anodique ; les composantes harmoniques qu'on fait naître sont annulées par le montage push-pull. Dans ces conditions, le rendement est augmenté sans qu'une distorsion exagérée prenne naissance.

Ainsi, un tube EL2 fournit normalement une puissance de 1,5 watts modulés en limitant la distorsion à 5%.

Si nous utilisions deux tubes en parallèles dans les mêmes conditions, nous pourrions obtenir 3 watts.

Le montage symétrique classe A/B (courant au repos de 15 mA) permet de fournir 8,5 watts pour une distorsion de 1,6 % seulement.

Nous n'entrerons pas ici dans les détails de réalisation des montages classe A/B. Nous nous bornerons à signaler que la préamplification suffisante est généralement assurée par un tube triode couplé par un transformateur. Souvent aussi on utilise un tube penthode dont l'écran est relié à l'anode. Le tube triode ainsi constitué a une résistance interne faible qui permet d'obtenir une meilleure qualité de reproduction.

Dans les montages classe A, l'intensité anodique est invariable, aussi bien au repos qu'à pleine charge. Il n'en est pas de même avec les montages classe A/B. L'intensité anodique augmente à mesure que croît la puissance modulée. Or, il est important que la tension de grille écran reste sensiblement constante. Cela entraîne l'emploi obligatoire de certaines précautions. L'alimentation anodique doit avoir une résistance interne aussi faible que possible et l'enroulement d'excitation du haut-parleur ne peut plus être utilisé comme inductance de filtre.

Étage classe B

On peut encore vouloir pousser plus loin l'augmentation du rendement. On règle alors la polarisation de telle sorte que l'intensité anodique au repos soit pratiquement nulle (coude inférieur). On dit alors qu'il s'agit d'un amplificateur classe B.

Étage classe C

Enfin, en augmentant encore la polarisation, on obtiendrait un étage d'amplification classe C.

Ce système n'est guère utilisé que dans les circuits d'amplification à haute fréquence destinés aux émetteurs.

1°) Instabilité

L'amplificateur est instable. Il faut entendre par là qu'il a tendance à produire des oscillations parasites. Le phénomène peut se manifester par la production d'un hurlement continu sur une note plus ou moins aiguë. Parfois, l'appareil produit du « motor boating ». Les oscillations se produisent suivant un rythme régulier ; on dit encore qu'il hoquette. Ce phénomène peut être causé par les étages de haute fréquence ou la régulation. On s'assurera qu'il n'en est rien en paralysant l'action des tubes à haute ou moyenne fréquence. Parfois, enfin, les oscillations se produisent à une fréquence ultra-sonore. L'oreille ne distingue qu'un bruit de fond lointain. On peut cependant mettre les oscillations en évidence par l'existence d'un intense courant de grille dans un ou plusieurs circuits.

La présence d'oscillations, qu'elles soient à haute, à moyenne ou à basse fréquence, signifie qu'il existe un couplage parasite.

Il faut donc chercher à dépister ce couplage. On songera que la tendance à osciller est d'autant plus violente que le « gain » est plus considérable.

La recherche des couplages s'effectuera comme pour un amplificateur de haute fréquence. On s'assurera en particulier que :

2°) Distorsion

La distorsion peut être produite par les mêmes causes que l'instabilité. Le couplage parasite peut être trop faible pour entretenir les oscillations, mais suffisantes pour provoquer une réaction et se traduire par un gain considérablement plus élevé sur certaines fréquences.

Elle peut aussi avoir pour causes :

Nous terminerons ici cet exposé rapide des conditions d’utilisation pratiques des tubes à plusieurs électrodes dans le domaine de la Radio.

Ces notes seront complétées ci-après par des données concernant plus particulièrement certains types de tubes.

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Le tube EF5 est une penthode HF à pente variable destinée spécialement à l'amplification en haute ou en moyenne fréquence, avec réglage automatique ou manuel de la sensibilité.

Ses coefficients de transmodulation et de ronflement de modulation sont particulièrement favorables.

Caractéristiques de chauffage

Chauffage indirect par courant alternatif ou continu, alimentation en parallèle ou en série.

Tension de chauffage Vf = 6,3V
Courant de chauffage If = 200mA

Capacités

Cag1 < 0,003µµF

Cg1 = 5,4µµF

Ca = 6,9µµF

Limites fixées pour les caractéristiques

Va0 max = 550V	Ig2 max (Vg2 = 100V) = 3,3mA
Va max = 250V	Ig2 min (Vg2 = 100V) = 1,9mA
Wa max = 2W	Ig2 max (Vg2 = 85V) = 2,9mA
Vg20 max = 400V	Ig2 min (Vg2 = 85V) = 1,7mA
Vg2 max = 125V	Ig2 max (Vg2 = 60V) = 1,6mA
Wg2 max = 0,4W	Ig2 min (Vg2 = 60V) = 1,0mA

 

Ik max	= 15mA
Vg1 max (Ig1 = 0,3µA)	= -1,3V
Rg1 max	= 2,5MΩ
Vfk max	= 75V
Rfk max	= 20.000Ω (voir note)

Note : pour une résistance cathodique inférieure à 1000Ω, le condensateur de découplage doit être de 0,05µF au minimum et pour une résistance plus grande, de 1µF au minimum.

Le tube EF5 peut être utilisé pour l'amplification à haute ou à moyenne fréquence sur les récepteurs pour courant alternatif, les récepteurs pour automobile, les récepteurs "tous courants", etc.

Elle est à pente variable; ce qui limite évidemment son emploi aux applications précisées plus haut.

Pente maximum - tension écran

La plage réglable, ainsi que la valeur de la pente maximum peuvent être variées en agissant sur la tension écran.

Ainsi, par exemple, pour une tension écran de 105 volts, le courant anodique est de 8mA; la pente maximum est alors de 1,7mA et la plage de réglage s'étend de -3V à -50V. En réduisant la tension écran à 85V, la pente atteint 2,1mA; ce qui augmente la sensibilité dans le rapport de 1,7 à 2,1mA. La plage de réglage s'étend alors de -2 à -45V. Par contre, le coefficient de transmodulation est un peu moins favorable, puisque, pour la même valeur de transmodulation de 6%, la tension maximum admissible ne dépasse pas 0,5V efficace ; alors qu'elle était de 0,7V efficace dans le premier cas. D'autre part ; la réduction de la plage de réglage se traduira par une augmentation de l'efficacité du réglage automatique de sensibilité.

En réduisant encore la tension écran jusqu'à 60V, on observe une réduction de la pente et une diminution de la plage de réglage.

Il convient donc de régler les constantes suivant le résultat que l'on désire obtenir.

Tension écran et diviseur de tension

Dans tous les cas, pour profiter de la forme particulièrement intéressante des caractéristiques, il est nécessaire que la tension d'écran soit fixée à une valeur aussi stable que possible par un potentiomètre ou diviseur de tension.

Pour éviter à nos lecteurs tous calculs dans l'établissement de ces diviseurs de tension, nous donnons ci-après deux tableaux qui permettent de les déterminer par simple lecture.

Ces tableaux correspondent à des montages conformes aux figures ci-dessus.

Transmodulation - ronflement de modulation

De toutes façons, il convient de signaler que les coefficients de transmodulation et de ronflement de modulation sont extrêmement favorables. Dans bien des cas, on pourra remplacer le filtre de bande par un circuit simple, entre l'antenne et la grille du premier tube, sans que la transmodulation atteigne des valeurs gênantes. On notera que le minimum de tension admissible (consulter les courbes ci-après, figure 50) est très voisin des valeurs de pente maximum. Cela permet de recevoir dans les meilleures conditions possibles les stations d'une amplitude notable, c'est à dire, précisément, celles qui donnent des auditions sans bruit de fond appréciable.

Dans les récepteurs "tous courants", le coefficient de modulation est très réduit, si bien qu'il peut exister une tension alternative importante entre la cathode et le filament sans qu'un ronflement gênant vienne troubler l'audition.

Les autres caractéristiques intéressantes du tube sont données sur les courbes.

Figure 50

Figure 51

Figure 52

Figure 53

Figures 54-55-56

Ondes courtes

Les capacités d'entrée et de sortie du tube sont tout à fait faibles. Aussi le fonctionnement du tube EF5 est-il remarquable sur les ondes les plus courtes.

S'il était possible de réaliser des bobinages aussi bons que sur les ondes moyennes, le gain par étage pourrait atteindre des valeurs semblables. Toutefois, avec les bobinages que la technique moderne permet de réaliser l'amplification est encore appréciable sur les ondes courtes.

Nous donnons un tableau qui permet d'apprécier les exceptionnelles qualité du tube EF5 sur ondes courtes.

Figure 63

Le tube EF6 est une penthode à pente fixe qui peut être utilisée comme amplificatrice de courant basse fréquence, comme détectrice grille ou plaque. On peut éventuellement l'utiliser pour l'amplification des courants à haute fréquence à condition que les tensions d'entrée soient assez réduites.

Caractéristiques de chauffage

Chauffage indirect par courant alternatif ou continu, alimentation en parallèle ou en série.

Tension de chauffage Vf = 6,3V
Courant de chauffage If = 200mA

Capacités

Cag1 < 0,003µµF

Cg1 = 5,4µµF

Ca = 6,9µµF

1°) Amplification à basse fréquence

L'utilisation la plus courante du tube EF6 est l'amplification des tensions téléphoniques fournies par un détecteur diode.

Le gain obtenu par un couplage par résistance est considérable ; il est compris entre 75 et 180. La tension alternative fournie est suffisante pour permettre de moduler à fond toute lampe de puissance normale. Le couplage par résistance est recommandé. La tension de grille écran sera, de préférence, fixée par une résistance série et le découplage assuré par un condensateur largement calculé. Le montage recommandé est indiqué fig. 66.

Les résultats obtenus avec différentes valeurs de tensions et de résistances sont condensés dans le tableau ci-après.

2°) Détection par la grille

C'est un peu la même application que la précédente, la grille g1 cumulant les fonctions d'anode de redressement et de grille de commande. Il est possible de construire des récepteurs à réaction convenant bien pour l'écoute de la station locale. Si l'on ne dispose que d'une tension anodique relativement faible, la tension téléphonique de sortie ne sera pas suffisante pour moduler à fond un tube de puissance (cas des récepteurs « tous courants »).

Le montage recommandé est indiqué fig. 67 et les résultats sont résumés dans le tableau inséré plus loin.

3°) Détection par la plaque

Le tube EF6 constitue un excellent détecteur par la courbure d'anode. L'avantage du procédé est de pouvoir délivrer des tensions téléphoniques assez importantes pour moduler à fond des tubes de sortie très puissants. Par contre, ce mode de détection n'est pas linéaire.

La qualité de reproduction est donc nettement moins bonne qu'avec un détecteur diode. Dans ce mode d'utilisation, il est nécessaire de fixer la tension écran à l'aide d'un diviseur de tension (fig. 68).

Le montage recommandé est donné ici et les résultats obtenus sont ramenés dans le tableau suivant.

4°) Amplification H.F. et M.F.

Le tube EF 6 convient pour l'amplification de tensions HF et MF, lorsque leur amplification n'est pas trop élevée.

Les propriétés du tube sont mises en évidence sur les courbes insérées dans les pages suivantes.

Autres applications

Le tube EF6 convient particulièrement bien pour la réception des ondes courtes. Il peut être utilisé également pour l'amplification des tensions de régulation comme lampe d'accord silencieux, comme modulatrice pour changeur de fréquence, etc...

Le tube EK2 est un tube oscillateur-modulateur à six grilles. Sa consommation de courant relativement faible et la construction de sa cathode permettent de l'utiliser aussi bien sur les récepteurs destinés aux automobiles que sur les récepteurs pour l'alimentation sur le secteur.

L'octode neutrodynée EK2 est actuellement le plus perfectionné des tubes oscillateurs-modulateurs. La plupart des défauts inhérents aux tubes changeurs de fréquences ont été éliminés ou, tout au moins, réduits de telle sorte qu'ils sont devenus pratiquement négligeables.

Caractéristiques de chauffage

Chauffage indirect par courant continu ou alternatif, alimentation en série ou en parallèle.

Tension de chauffage Vf = 6,3V
Courant de chauffage If = 200mA

Capacités

Cag4 < 0,07µµF

Ca = 10µµF

Cg1 = 6,0µµF

Cg1g4 = 1,1µµF

Cg2 = 4,5µµF

Cg2g4 = 0,25µµF

Cg4 = 8,8µµF

Caractéristiques de service (utilisation sur ondes longues et moyennes)

Tension d'anode	Va = 100V	Va = 200-250V
Tension d'anode auxiliaire	Vg2 = 100V	Vg2 = 200V
Tension des grilles-écrans	Vg2,5 = 50V	Vg2,5 = 50V
Polarisation négative de la grille 1 à l'état de non-oscillation	Vg1 = 0V	Vg1 = 0V
Polarisation négative min. de la grille 4	Vg4 = -2V	Vg4 = -2V
Polarisation négative max. de la grille 4	Vg4 = -25V	Vg4 = -25V
Courant anodique (polarisation min.)	Ia = 1,0mA	Ia = 1,0mA
Courant anodique (polarisation max.)	Ia < 0,015mA	Ia < 0,015mA
Courant de l'anode auxiliaire (polarisation min.)	Ig2 = 1,5mA	Ig2 = 2,5mA
Courant des grilles-écrans (polarisation min.)	Ig3 + Ig5 = 1,0mA	Ig3 + Ig5 = 1,1mA
Résistance de fuite de la grille	Rg1 = 50.000Ω	Rg1 = 50.000Ω
Tension oscillatrice	Vosc = 9Veff	Vosc = 15Veff
Courant de la grille 1	Ig1 = 200µA	Ig1 = 300µA
Pente de conversion (polarisation min.)	Sc = 0,55mA/V	Sc = 0,55mA/V
Pente de conversion (polarisation max.)	Sc < 0,002mA/V	Sc < 0,002mA/V
Résistance interne (polarisation min.)	Ri = 1,2MΩ	Ri = 2,0MΩ
Résistance interne (polarisation max.)	Ri > 10MΩ	Ri > 10MΩ

Condensateur neutrodyne

C'est une erreur de croire que le couplage électronique entre le circuit récepteur et l'oscillatrice assure une indépendance complète des deux circuits. Un des effets est de faire apparaître, aux bornes du circuit récepteur, une tension à la fréquence de l'oscillation locale. Cette tension parasite tend à devenir plus élevée à mesure que la différence relative entre les deux fréquences tend à diminuer.

L'effet commence à être pratiquement sensible en bas de la gamme d'onde moyenne et il devient notable sur les gammes d'ondes courtes.

Il ne faut pas confondre cet effet avec le couplage qui existe par suite de la capacité résiduelle des électrodes.

Les inconvénients résultant de la tension parasite sont :

Une étude complète du phénomène montre que l'effet du couplage électronique est équivalent à un couplage par une capacité négative entre la grille d'oscillation (g1) et la grille de réception (g4). Si on place entre ces deux électrodes un condensateur d'une capacité convenable, on annule l'effet nuisible. C'est précisément ce qu'on a fait dans le nouveau tube ; d'où son nom d'octode neutrodynée.

Il convient d'ailleurs de noter que, même en dehors de ce condensateur de neutralisation, la construction du tube était telle que ce couplage parasite était déjà notoirement plus faible que dans les autres tubes changeurs de fréquence.

Glissement de fréquence

Pour réduire considérablement le phénomène du « glissement de fréquence », si gênant sur les ondes courtes, la construction intérieure du tube EK2 a été étudiée pour que la tension anodique auxiliaire d'oscillation locale soit de 200 volts (au lieu de 90 volts dans les anciens modèles).

On dispose, d'ailleurs, de moyens complémentaires pour réduire le phénomène à des manifestations pratiquement négligeables.

Ainsi, on pourra, par exemple :

Fonctionnement

Le schéma normal de fonctionnement est très sensiblement le même que celui de la AK2. Seules sont notoirement différentes les valeurs des tensions. Sur ondes normales, la valeur optimum de la résistance de grille g1 est de 50.000Ω ; il peut être avantageux de la réduire jusqu'à 16.000Ω sur les ondes courtes.

On notera, sur les figures, que la pente de conversion passe par un maximum pour une valeur déterminée d'amplitude de l'oscillation locale. On pourra s'aider du graphique pour déterminer les constantes d'une oscillatrice donnant les meilleurs résultats aussi bien comme sensibilité que comme valeur du bruit de fond.

Les diverses qualités du tube EK2 sont mises en évidence par les courbes.

Ces courbes permettent de s'assurer que le nouveau tube est, sous tous les rapports, plus intéressant que les tubes changeurs de fréquence des séries précédentes.

Pour l'établissement pratique du circuit d'oscillation, on trouvera des renseignements parfaitement applicables dans le premier volume.

Le tube EB4 comporte deux cathodes et deux anodes électriquement séparées. Le montage intérieur est tel que les deux éléments soient absolument comparables l'un à l'autre et que leur capacité mutuelle soit aussi réduite que possible.

Le tube EB4 permet d'obtenir la détection linéaire, la régulation différée, le réglage silencieux, etc.

Caractéristiques de chauffage

Chauffage indirect par courant alternatif ou continu, alimentation en parallèle ou en série.

Tension de chauffage Vf = 6,3V
Courant de chauffage If = 200mA

Capacités

Cd1d2 < 0,2µµF

Cd1k1a = 1,2µµF

Cd2k2 = 1,2µµF

Limites fixées pour les caractéristiques

Tension maximum de signal admissible (valeur crête)	Vd1 max = Vd2 max = 200V
Courant diode maximum admissible	Id1 max = Id2 max = 0,8mA
Tension maximum entre filament et cathode	Vfk1 max = Vfk2 max = 75V
Résistance maximum entre filament et cathode	Rfk1 max = Rfk2 max = 20.000Ω
Point de naissance du courant de diode	Vd1 max (Id1 = 0,03µA) = Vd2 max (Id2 = 0,03µA) = -1,3V
Tension maximum entre les deux cathodes	Vk1k2 max = 100V

Le tube EB4 a été établi pour obtenir la détection linéaire dans les récepteurs sensibles, comme, par exemple, les récepteurs à changement de fréquence.

Une des anodes est généralement utilisée pour la rectification des signaux, l'autre étant employée pour obtenir la tension nécessaire au fonctionnement de réglage automatique de sensibilité ou, encore, les tensions qui permettent d'obtenir le réglage silencieux.

L'ampoule du tube EB4 est métallisée ; ce blindage est relié à la broche du culot marqué S. Dans les cas usuels, ce blindage doit être relié à la masse du châssis.

Le tube EB4 peut être utilisé dans les récepteurs « tous courants ». Dans ce cas, il faut relier directement le filament de ce tube au châssis dans le but d'éviter1 certaines causes de ronflement.

Il est également intéressant d'utiliser de préférence la diode d2 pour la détection, l'autre étant chargée de la régulation.

En fournissant à ce tube des tensions à haute fréquence suffisamment élevées, il est possible d'obtenir directement des tensions rectifiées permettant de moduler à fond des tubes comme la penthode finale EL3.

Les qualités de ce nouveau tube sont clairement mises en évidence par les courbes caractéristiques de fonctionnement.

La séparation électrique des deux cathodes permet de réaliser des circuits particulièrement intéressants, dont nous signalons les suivants à titre d'exemple.

1°) Régulation différée

Lorsque la cathode de la diode détectrice est commune avec celle de la lampe amplificatrice, il est parfois difficile d'arriver à l'annulation absolue des signaux, même si le potentiomètre du réglage sonore est à fond de course. Cette anomalie est produite par la capacité inévitable qui existe entre la sortie du dernier transformateur de moyenne fréquence et la masse du châssis, dont l'action se combine avec le condensateur qui shunte la résistance de cathode. On est alors amené à shunter cette dernière par des valeurs de capacité anormalement élevées. Le montage fig. 90 évite cet inconvénient, puisque la cathode correspondant à la détection est directement reliée à la masse du châssis.

Signalons en passant qu'il ne faut pas, pour cette raison, réduire au delà de certaines limites la capacité qui shunte la résistance de cathode. On risquerait alors d'empêcher la reproduction-normale des fréquences les plus basses.

2°) Régulation différée et réglage silencieux

Le montage de la fig. 93 permet d'obtenir à la fois la régulation et le réglage silencieux. Les tensions HF, nécessaires pour la commande automatique de sensibilité, sont empruntées au circuit primaire du dernier transformateur à haute fréquence. L'amortissement ainsi produit dans le circuit d'utilisation clé la penthode MF est la cause d'une réduction de l'amplification. On peut éviter cet inconvénient par le présent montage, dont le principe est quelque peu différent. On a supposé pour plus de clarté que les deux diodes étaient dans des ampoules séparées. La diode d1 fournit la détection et, en même temps, la tension régulatrice (figure 95).

Tant que celle-ci est inférieure à la tension -Vd2 appliquée entre anode et cathode d1 d2, un courant traverse cette dernière et toute la tension -V2 est pratiquement appliquée aux bornes de C1.

Le « blocage » de la diode d2 intervient dès que la tension régulatrice dépasse -Vd2 et le réglage automatique fonctionne normalement.

Dans l'état initial, la diode d2 est traversée par une certaine intensité de courant qui s'écoule dans R1 et R2. Aux bornes de R1 il y a une chute de tension déterminée par la relation :

II est évident que cette tension est également appliquée à la diode d1. Le courant normal de détection ne peut donc se produire que pour des amplitudes de signaux au moins égales à cette tension.

Le tube EBC3 comporte une cathode, les éléments d'un tube triode et deux anodes auxiliaires servant pour la détection ou la rectification de tensions destinées à des systèmes commandant automatiquement la sensibilité.

Caractéristiques de chauffage

Chauffage indirect par courant alternatif ou continu, alimentation en parallèle ou en série.

Tension de chauffage Vf = 6,3V
Courant de chauffage If = 200mA

Capacités

Ckd1 = 1,9µµF

Ckd2 = 2,5µµF

Cd1d2 < 0,5µµF

Cgd1 < 0,005µµF

Cgd2 < 0,005µµF

Caractéristiques de service

Tension d'anode	Va = 100V	Va = 200V	Va = 250V
Polarisation négative de la grille	Vg = -2,1V	Vg = -4,3V	Vg = -5,5V
Courant d'anode	Ia = 2mA	Ia = 4mA	Ia = 5mA
Coefficient d'amplification	k = 30	k = 30	k = 30
Pente au point de fonctionnement	S = 1,6mA/V	S = 2,0mA/V	S = 2,0mA/V
Résistance interne au point de fonctionnement	Ri = 19.000Ω	Ri = 15.000Ω	Ri = 15.000Ω

Limites fixées pour les caractéristiques

Partie triode

Va0 max = 550V

Va max = 250V

Wa max = 1,5W

Ik max = 10mA

Vg max (Ig=0,3µA)= -1,3V

Rg1c max = 1,5MΩ

Rg1f max = 1,0MΩ

Vfk max = 75V

Rfk max = 20.000Ω

Partie diode

Vd max = 200V (valeur crête absolue)

Id max = 0,8mA (par diode)

Le plus souvent on utilisera le tube EBC 3 de la manière suivante :

Une des diodes est employée pour la rectification de signal, l'autre pour la production d'une tension de réglage destinée à la commande automatique de sensibilité, commande simple ou différée. La partie triode est utilisée pour l'amplification des signaux redressés.

Il importe de séparer minutieusement les composantes à haute et à basse fréquence. On peut, à cet effet, disposer des filtres spéciaux ou des résistances de blocages. Il est souvent intéressant de blinder les connexions qui transportent des courants téléphoniques. On évite ainsi des couplages et des inductions parasites.

Dans le cas d'utilisation sur des châssis « tous courants », le filament du tube EBC 3 sera branché de manière à présenter une tension aussi faible que possible par rapport à la masse du châssis.

Le couplage de la partie triode avec l'amplificateur de puissance peut être réalisé par un moyen quelconque, mais il est toujours recommandable d'utiliser le couplage par résistance.

La polarisation peut être commodément obtenue en insérant une résistance convenable dans le circuit cathodique. Pour la bonne reproduction des fréquences basses, il est nécessaire que cette résistance soit shuntée par un condensateur de valeur élevée. On emploiera, par exemple, un condensateur électrochimique de 8 à 20 MF.

Le tableau suivant donne des résultats de mesures effectuées dans différentes conditions de fonctionnement.

Les caractéristiques relatives aux différents éléments du tube EBC3 sont données dans les figures 100, 101, 102, 103, 104.

On peut aussi utiliser la partie triode pour l'amplification des tensions de régulation. Dans ce montage, l'amplification des signaux est obtenue par une penthode EF 6. Les tensions continues de régulation sont amplifiées par l'élément triode et déterminent des variations de tension aux bornes de la résistance cathodique R3.

Celles-ci sont utilisées après passage dans le diode d1. La mise au point d'un tel montage demande quelques précautions. 11 faut se souvenir que la tension entre cathode et masse (ou filament) ne doit jamais être supérieure à 75 volts et que la résistance entre cathode et filament (ou masse) ne doit jamais dépasser 20.000Ω.

A titre documentaire, nous donnons fig. 106 un montage dans lequel la partie triode est utilisée pour assurer le réglage silencieux, par blocage du tube penthode EF 6. L'interrupteur S permet de mettre le réglage silencieux hors circuit.

Le tube EL2 est une penthode de puissance à chauffage indirect. Il peut être utilisé sur tous les modèles de récepteurs. L'intensité du courant de chauffage est de 200mA ; ce qui est intéressant sur les récepteurs pour automobiles.

Il peut être également employé dans les montages classe AB. Monté en triode, il constitue un tube très intéressant pour la préamplification.

Caractéristiques de chauffage

Chauffage indirect par courant alternatif ou continu, alimentation en série ou en parallèle.

Tension de chauffage Vf = 6,3V
Courant de chauffage If = 200mA

Caractéristiques de service en classe A (une seule lampe)

Tension d'anode	Va = 200V	Va = 250V
Tension de grille-écran	Vg2 = 200V	Vg2 = 250V
Polarisation négative de la grille	Vgi = -14V	Vgi = -18V
Courant anodique	Ia = 25mA	Ia = 32mA
Pente au point de fonctionnement	S = 3,0mA/V	S = 2,8mA/V
Résistance interne au point de fonctionnement	Ri = 70.000Ω	Ri = 70.000Ω
Impédance de charge optimum	Ra = 8000Ω	Ra = 8000Ω
Puissance modulée pour 10% de distorsion	W0 = 2,2W	W0 = 3,6W
Tension alternative sur la grille pour 10% de distorsion	Vi = 8,5Veff	Vi = 10,0Veff
Tension alternative de la grille pour une puissance modulée de 50mW (sensibilité)	Vi (50mW) = 0,9Veff	Vi (50mW) = 0,9Veff

Caractéristiques de service en classe AB (2 lampes)

Tension d'anode	Va = 200V	Va = 250V
Tension de grille-écran	Vg2 = 200V	Vg2 = 250V
Polarisation négative de la grille	Vg1 = -20V	Vg1 = -25V
Courant anodique au repos	Ia0 = 2x12,5mA	Ia0 = 2x15,0mA
Courant anodique, modulation complète	Ia max = 2x25mA	Ia max = 2x33mA
Courant de grille-écran au repos	Ig20 = 2x2,3mA	Ig20 = 2x2,3mA
Courant de grille-écran, modulation complète	Ig2 max = 2x6,3mA	Ig2 max = 2x8,2mA
Impédance de charge optimum d'une anode à l'autre	Ra = 9000Ω	Ra = 8000Ω
Puissance modulée maximum	W0 max = 5,2W	W0 max = 8,5W
Distorsion totale, modulation complète	dtot = 1,8%	dtot = 1,6%

On peut facilement déduire les propriétés du tube EL2 de l'examen des différentes courbes.

1°) Lampe de sortie classe A

Le moyen le plus commode pour obtenir la tension de polarisation est d'insérer une résistance convenable dans le circuit de la cathode. Il faut avoir soin de découpler cette résistance par un condensateur largement calculé. Un condensateur de 25 à 50µF électrochimique assure une excellente transmission des notes basses. Ce montage est dit à polarisation automatique.

On peut aussi obtenir une polarisation négative de la grille en utilisant une chute de tension déterminée dans un élément quelconque (excitation, bobine de filtre, etc.) par le courant anodique total. On dit qu'il s'agit alors d'une polarisation fixe.

Il est bon de savoir qu'en pratique il ne s'agit que d'une polarisation semi-fixe, puisque, dans le courant total, la plus large part est généralement représentée par le courant du tube final. Il faut aussi noter que l'action du réglage automatique de sensibilité a pour effet de diminuer l'intensité anodique totale et, par conséquent, la polarisation.

Le tube EL2 a un excellent rendement, ainsi que le montre bien l'examen des courbes.

La figure 111 montre que l'emploi du tube EL 2 n'est pas intéressant pour des tensions inférieures à 200 volts. Dans ce cas, nous recommandons l'emploi du tube CL2.

La sensibilité du tube n'est pas telle qu'on puisse éviter l'emploi d'un étage intermédiaire entre diode et le tube final, nous recommandons l'utilisation d'un tube EBC3 (partie triode) ou EF6, avec couplage par résistance.

Les tableaux ci-dessous donnent les résultats obtenus dans le cas des fig. 116 et 117.

2°) Lampe de sortie classe AB

Nous recommandons l'emploi de la polarisation automatique. Comme tube d'attaque (ou préamplificateur) on pourra utiliser soit la EBC3 (triode) soit la EL2, montée en triode. Dans ce dernier cas la reproduction sera meilleure. Le couplage sera obtenu par un transformateur, et le rapport le plus favorable et le plus économique sera :

Les courbes fig. 120 et fig. 121 sont relatives à ce mode de fonctionnement.

Le tube EL3 est une penthode de puissance à chauffage indirect et à pente exceptionnellement élevée. Pour cette raison, la sensibilité du tube est très grande et son rendement, en classe A, est voisin de 50% pour une distorsion de 10%. Il peut fournir dans les conditions normales une puissance supérieure à 4 watts, ce qui est largement suffisant dans la plupart des cas.

Caractéristiques de chauffage

Chauffage indirect par courant alternatif, alimentation en parallèle.

Tension de chauffage Vf = 6,3V
Courant de chauffage If = 1,2A

Caractéristiques de service, amplificatrice classe A

Tension d'anode	Va = 250V
Tension de grille-écran	Vg2 = 250V
Courant d'anode	Ia = 36mA
Courant de grille-écran	Ig2 = 4mA
Résistance cathodique	Rk = 150Ω
pente au point de fonctionnement	S = 9,5mA/V
Résistance interne	Ri = 50.000Ω
Impédance de charge optimum	Ra = 7.000Ω
Puissance de sortie pour une distorsion de 10%	W0 = 4,4W
Tension alternative sur la grille pour une modulation complète	Vt = 3,9Veff
sensibilité	Vt (W0 = 50mW) = 0,33Veff

La grande sensibilité du tube EL3 et la rectitude de sa caractéristique permettent de l'utiliser aussi bien dans les récepteurs à bon marché utilisant une détectrice peu puissante que dans les récepteurs de luxe où la qualité de reproduction est particulièrement recherchée.

On utilisera de préférence la polarisation automatique et l'on aura soin de découpler la résistance cathodique par une capacité de 25 à 50µF.

Les propriétés du tube EL3 sont mises en évidence sur les différentes courbes.

1°) Amplification en classe A

La grande sensibilité du tube commande l'emploi de certaines précautions : réduction de la longueur des connexions, ou éventuellement, leur blindage, sinon, des oscillations spontanées pourraient se manifester. En cas d'instabilité, on peut être amené à disposer une résistance de 500 à 1000Ω en série avec la grille de commande et 100Ω dans la grille écran.

La grande sensibilité permet de construire des récepteurs dans lesquels la tension téléphonique rectifiée par un détecteur diode est directement transmise au tube final EL3. Il faut simplement prendre des précautions pour éviter la surmodulation du tube précédent la diode.

Pour l'utilisation avec un pick-up, il est nécessaire de prévoir un étage d'amplification supplémentaire - on peut d'ailleurs utiliser un des tubes du récepteur.

2°) Amplification en classe A avec préamplification

Un simple tube triode couplé par résistance (partie triode du tube EBC3) sera suffisant dans tous les cas usuels.

La figure ci-dessus caractérise le fonctionnement du tube en fonction de la puissance de sortie.

3°) Amplification en classe AB

Les caractéristiques du tube EL3 sont notablement moins favorables.

Néanmoins, on peut l'utiliser quand on recherche avant tout à réaliser un amplificateur puissant et sensible.

Il sera nécessaire de prévoir une polarisation automatique. Les résultats de ce mode de fonctionnement sont mis en valeur sur les courbes.

La penthode EL5 est une lampe finale à chauffage indirect de 18 watts dissipés. Sa pente relativement élevée (7mA/V), sa faible puissance de chauffage (8,4 watts) en font un tube d'un emploi extrêmement intéressant. Le tube EL5 peut être utilisé en amplificateur classe A ou classe AB.

Caractéristiques de chauffage

Chauffage indirect par courant alternatif, alimentation en parallèle.

Tension de chauffage Vf = 6,3V
Courant de chauffage If = 1,3A

Tube de sortie classe A

La grande sensibilité du tube EL5 en rend son emploi extrêmement facile, même en cas de récepteurs à bon marché. Il faut toutefois éviter d'utiliser ce tube directement derrière le diode détecteur. On risquerait en effet de provoquer la surmodulation du tube moyenne fréquence qui précède la détection.

Toutefois, dans tous les cas, la préamplification obtenue avec un seul tube couplé par résistance sera largement suffisante. On emploiera à cet effet soit le tube triode EBC3, soit le tube penthode EF6.

Les constantes de fonctionnement peuvent être déduites de l'examen des caractéristiques.

Caractéristiques de service, montage en amplificateur classe A

Tension d'anode	Va = 250V
Tension de grille-écran	Vg2 = 250V
Polarisation négative de la grille	Vg1 = -16V
Résistance cathodique	Rk = 200Ω à 2W
Courant anodique	Ia = 72mA
Courant de grille-écran	Ig2 = 7,5mA
pente normale pour Ia=72mA	S = 7mA/V
Résistance intérieure normale	Ri = 33.000Ω
Résistance d'adaptation optimum	Ra = 3.500Ω
Puissance de sortie pour une distorsion de 10%	W0 = 7,7W
Tension alternative de grille pour une distorsion de 10%	Vi = 8Veff
sensibilité	Vi (50mW) = 0,5Veff

La polarisation de grille peut être fixe on automatique. Dans ce dernier cas, la valeur correcte de résistance cathodique est de 200ohms (modèle 2 watts). Cette résistance doit naturellement être shuntée par une capacité d'une valeur suffisante. Nous recommandons l'emploi d'un condensateur électrochimique de 25 à 50µF. On assure, de la sorte, la transmission correcte des fréquences acoustiques les plus basses.

On peut aussi utiliser la chute de tension dans les circuits de filtrage pour assurer la polarisation de la grille.

Les tableaux I et II, relevés à l'aide du montage fig. 136 et fig. 137, et les courbes fig. 133, permettent de déterminer la puissance utile fournie par le tube EL5 dans diverses conditions d'utilisation.

Caractéristiques de service, montage en amplificateur push-pull classe AB

	Polarisation fixe	Polarisation automatique
Tension d'anode	Va = 250V	Va = 250V
Tension de grille-écran	Vg2 = 250V	Vg2 = 250V
Polarisation négative de la grille	Vg1 = -24V	-
Résistance cathodique	-	Rk = 155Ω
Courant anodique au repos	Ia0 = 2x25mA	Ia0 = 2x55mA
Courant anodique pour la polarisation complète	Ia max = 2x63mA	Ia max = 2x64mA
Courant de grille-écran au repos	Ig20 = 2x3mA	Ig20 = 2x6mA
Courant de grille-écran pour la modulation complète	Ig20 = 2x13,5mA	Ig20 = 2x13,5mA
Résistance d'adaptation optimum d'anode à anode	Ra = 4.000Ω	Ra = 4.000Ω
Puissance de sortie maximum	W0 = 17,3W	W0 = 16,4W
Distorsion totale	dtot = 4,7%	dtot = 4,9%

Limites fixées par les caractéristiques

Va0 max = 550V	Ik max = 90mA
Va max = 250V	Vg1 max (Ig1 = 0,3µA) = -1,3V
Wa max = 18W	Rg1a max = 0,7MΩ
Vg20 max = 550V	Rg1f max = 0,3MΩ
Vg2 max = 250V	Vfk max = 50V
Wg2 max = 2,2W	Rfk max = 5.000Ω

Étage de sortie classe AB

La préamplification nécessaire sera obtenue par un tube triode couplé par transformateur. À cet effet on peut utiliser le tube EBC2 ou le tube EL2, monté en triode. Dans ce dernier cas, la plus faible résistance externe du tube permet d'utiliser un transformateur à rapport plus élevé ; tout en réduisant la distorsion et en favorisant la transmission des fréquences les plus basses.

On peut utiliser soit une polarisation fixe, soit une polarisation automatique (Rk = 155Ω, 4 watts).

Les données de fonctionnement correspondantes ont servi à l'établissement des courbes fig. 139 et 140. La puissance modulée peut atteindre 17,5 watts.

L'impédance d'utilisation (d'anode à anode) optimum correspond à 4.000Ω. Le ou les haut-parleurs devront pouvoir absorber une puissance modulée voisine de 18 watts.

Dans l'établissement d'un tel étage de sortie, on notera que le courant anodique total atteint, dans les instants de modulation complète, la valeur de 155 milliampères.

Le tube EZ4 est donc insuffisant. On utilisera donc 2 tubes EZ4, chacun d'eux ayant les anodes connectées en parallèle et assurant le redressement d'une alternance.

L'établissement d'un amplificateur de classe AB exige l'emploi d'un redresseur de tension anodique dont la résistance interne est aussi réduite que possible (surtout en ce qui concerne l'alimentation grilles-écrans).

Le tube redresseur à chauffage indirect EZ2 est destiné au redressement des tensions anodiques pour récepteurs d'automobiles ou aux petits récepteurs sur courant alternatif.

Caractéristiques de chauffage

Chauffage indirect par batterie ou courant alternatif.

Tension de chauffage Vf = 6,3V
Courant de chauffage If = 0,4A

Le tube redresseur EZ2 a une consommation de courant de chauffage réduite ce qui rend son emploi intéressant sur les récepteurs pour automobiles. Le temps de chauffage de 26 secondes dépasse largement celui du tube final, ce qui donne l'assurance que le redresseur ne fonctionne jamais à vide.

Limites fixées pour les caractéristiques

Tension alternative à vide max. au secondaire du transformateur d'alimentation	Vtrmax = 2 x 350Veff
Débit maximum du courant redressé	Iamax = 60mA
Tension maximum entre filament et cathode (valeur de crête absolue)	Vfkmax = 500V
Résistance interne minimum du transformateur d'alimentation	Rtot min = 600Ω
Capacité maximum du premier condensateur de filtrage pour Vtr = 2 x 350Veff	Cmax = 16µF
Capacité maximum du premier condensateur de filtrage pour Vtr = 2 x 300Veff	Cmax = 32µF

L'intensité de 60 mA ne doit être dépassée dans aucun cas ; c'est une limite absolue. Elle est d'ailleurs suffisante pour assurer l'alimentation d'un récepteur en excluant la puissance d'excitation du haut-parleur. C'est le cas des récepteurs pour automobiles dans lesquels on emploie soit un haut-parleur à aimant permanent, soit un enroulement d'excitation calculé pour être alimenté directement par la batterie.

On notera que la résistance interne du circuit anodique doit être d'au moins 600Ω. En cas d'emploi d'un transformateur ayant une résistance plus faible, il est nécessaire de brancher en série une résistance telle que la condition énoncée plus haut soit satisfaite.

Les courbes renseignent sur le fonctionnement dans différentes conditions d'utilisation.

Le tube EZ3 est un redresseur biplaque à chauffage indirect destiné au redressement des tensions anodiques pour des récepteurs de moyenne puissance, alimentés sur le secteur alternatif.

Caractéristiques de chauffage

Chauffage indirect par courant alternatif.

Tension de chauffage Vf = 6,3V
Courant de chauffage If = 650mA

Pour l'emploi de ce tube, on notera que le chauffage du filament doit être assuré par un enroulement séparé ; il est nécessaire de relier la cathode à une extrémité du filament. Le temps de chauffage est de 24 secondes ; il est donc supérieur au temps de chauffage du tube final.

Limites fixées pour les caractéristiques

Tension alternative à vide max. au secondaire du transformateur d'alimentation	Vtrmax = 2 x 400Veff
Débit maximum du courant redressé	Iamax = 100mA
Tension maximum entre filament et cathode (la cathode sera toujours réunie à une extrémité du filament)	Vfkmax = 0V
Résistance interne minimum du transformateur d'alimentation pour Vtr = 2 x 350Veff / 2 x 300Veff	Rtot min = 250Ω
Résistance interne minimum du transformateur d'alimentation pour Vtr = 2 x 400Veff	Rtot min = 300Ω
Capacité maximum du premier condensateur de filtrage pour Vtr = 2 x 300Veff	Cmax = 32µF
Capacité maximum du premier condensateur de filtrage pour Vtr = 2 x 400Veff / 2 x 350Veff	Cmax = 16µF

L'intensité du courant redressé ne doit jamais dépasser 100mA quelle que soit la tension.

La valeur de la résistance interne du transformateur ne doit jamais être inférieure à 250Ω dans le cas d'une tension efficace de 350V et inférieure à 300Ω pour une tension efficace de 400V.

Les courbes renseignent sur le fonctionnement dans différentes conditions d'utilisation.

Le tube redresseur EZ4 a été étudié pour fournir la tension anodique à des récepteurs de forte puissance ou à des petits amplificateurs.

Caractéristiques de chauffage

Chauffage indirect par courant alternatif.

Tension de chauffage Vf = 6,3V
Courant de chauffage If = 900mA

En utilisant deux tubes EZ4, on peut assurer l'alimentation d'amplificateurs très puissants, comportant par exemple, deux tubes EL5, classe AB et des tubes préamplificateurs.

Le tube EZ4 peut fournir une intensité maximum de 175mA, cette valeur ne devant jamais être dépassée quelle que soit la tension redressée.

Limites fixées pour les caractéristiques

Tension alternative à vide max. au secondaire du transformateur d'alimentation	Vtrmax = 2 x 400Veff
Débit maximum du courant redressé	Iamax = 175mA
Tension maximum entre filament et cathode (la cathode sera toujours réunie à une extrémité du filament)	Vfkmax = 0V
Résistance interne minimum du transformateur d'alimentation pour Vtr = 2 x 300Veff	Rtot min = 200Ω
Résistance interne minimum du transformateur d'alimentation pour Vtr = 2 x 350Veff	Rtot min = 250Ω
Résistance interne minimum du transformateur d'alimentation pour Vtr = 2 x 400Veff	Rtot min = 300Ω
Capacité maximum du premier condensateur de filtrage pour Vtr = 2 x 300Veff	Cmax = 32µF
Capacité maximum du premier condensateur de filtrage pour Vtr = 2 x 400Veff / 2 x 350Veff	Cmax = 16µF

Le chauffage du filament doit obligatoirement être assuré par un enroulement séparé ; dont une extrémité sera reliée à la cathode.

Le tableau des caractéristiques indique les valeurs minimum admissibles pour les différentes tensions appliquées.

Les courbes renseignent sur le fonctionnement dans différentes conditions.

Lorsque l'on veut disposer d'une intensité de redressement supérieure à 175mA, on peut utiliser deux tubes EZ4 dont les anodes sont reliées, chacun des tubes assurant le redressement d'une alternance. Un tel redresseur peut fournir 350mA et peut supporter une tension efficace de 400 volts sur les anodes.

Le trèfle cathodique EM1 est un indicateur de résonnance utilisant les principes des tubes à rayons cathodiques à vide poussé. Il peut facilement être utilisé sur tous les récepteurs munis d'un système de commande automatique de sensibilité (V.C.A., A.V.C., antifading, etc.).

Caractéristiques de chauffage

Chauffage indirect par courant alternatif ou continu, alimentation en parallèle.

Tension de chauffage Vf = 6,3V
Courant de chauffage If = 200mA

Principe

Le trèfle cathodique EM1 et, en fait, la combinaison d'un tube amplificateur triode et d'un tube à rayon cathodique à vide poussé.

La cathode est commune à la partie indicatrice proprement dite et au tube triode.

	a) Forme de luminescence sur l'écran fluorescent pour une faible polarisation négative de la grille de la partie triode.
	b) Forme de luminescence sur l'écran fluorescent pour une polarisation négative plus forte de la grille de la partie triode.
	c) Représentation schématique de la disposition des électrodes dans la partie tube : tube à rayons cathodiques. Entre les plaques de déviation D et l'anode, il se forme un champ électrostatique qui fait dévier les électrons qui vont de la cathode à l'anode. Les lignes de forces dessinées ne correspondent qu'approximativement à la distribution réelle des champs dans le tube.

La grille reçoit les tensions de commande et n'intervient que pour le tube triode, dont l'anode est reliée à la source haute tension à travers une résistance élevée (figure 155). Les plaques de déviation, au nombre de quatre, sont reliées à l'anode de la partie triode. Elles sont naturellement placées entre la cathode et l'écran ou anode du tube cathodique (figure 156), directement relié à la haute tension et recouverte d'une couche luminescente.

En l'absence de tension négative sur la grille de commande, l'intensité anodique est à son maximum, ce qui signifie évidemment que la chute de tension dans la résistance est maximum.

Il y a donc un grand écart de tension entre les plaques de déviation (reliées à l'anode de la triode) et l'écran.

Le champ électrostatique, ainsi, repousse les électrons de la cathode et la trace sur l'écran luminescent prend la forme de la figure 156a.

Quand on applique une tension négative sur la grille, on provoque une diminution du courant anodique et, en conséquence, de la chute de tension dans la résistance. La tension des plaques de déviation devient voisine de celle de l'écran et la déviation devient très réduite ou même nulle. La trace lumineuse affecte alors l'allure de la figure 156b.

Ainsi donc, la variation de tension du système régulateur se traduit par une variation dans la surface luminescente. On verra les feuilles du trèfle cathodique s'ouvrir à mesure qu'on s'approchera du réglage exact. Le système est dépourvu d'inertie et d'une grande sensibilité.

Caractéristiques de service

Tension sur l'écran et sur la résistance en série dans l'anode	Vb = 250V
Résistance en série dans l'anode de la triode	Ra = 2MΩ
Courant d'anode pour Vg = 0V	Ia = 120µA
Courant d'anode pour Vg = -4V	Ia = 30µA
Courant d'écran lumineux pour Vg = 0V	Ia = 0,28mA
Courant d'écran lumineux pour Vg = -4V	Ia = 0,26mA
Angle lumineux mesuré sur les bords de l'écran pour Vg = 0V	Θ = 10°
Angle lumineux mesuré sur les bords de l'écran pour Vg = -4V	Θ = 90°

Limites fixées pour les caractéristiques

Va0 max = 550V	Vfk max = 50V
Va max = 250V	Rfk max = 5000Ω, voir note
Vs0 max = 550V	Rg max = 2,5MΩ
Vs max = 250V

Note : si l'on utilise une résistance cathodique, une résistance de 1000Ω sera découplée par un condensateur d'au moins 0,05µF et une résistance plus grande que 1000Ω par un condensateur d'au moins 1µF.

Le tube EM1 est d'une utilisation facile. La grille de commande peut être connectée directement à la tension de régulation. Toutefois, on observera souvent que, dans ces conditions, la sensibilité du système est trop grande ; la partie lumineuse atteignant son maximum de développement, même pour des stations relativement faibles. Il devient alors impossible d'obtenir une observation précise pour les plus puissantes stations. Pour éviter cet inconvénient, on peut n'appliquer sur la grille de commande du trèfle cathodique qu'une fraction de la tension de régulation.

Le même montage peut être employé avec un système régulateur simple, amplifié ou différé.

Toutefois, avec un système différé, il est certain que la déviation ne commencera à se produire que pour des stations dont l'amplitude est assez forte pour faire agir le système régulateur. Avec le montage fig. 157, le réglage visuel est impossible avec les plus faibles stations.

On peut remédier à cela en faisant commander le trèfle cathodique par la tension moyenne de détection, ou par une fraction de celle-ci.

Nous donnons différents croquis indiquant comment on peut monter le trèfle pour que l'observation en soit plus facile.

Les courbes donnent des renseignements sur les intensités anodiques prises par la partie triode et la partie « tubes à rayons cathodiques ».

La penthode à haute fréquence KF3 est particulièrement intéressante pour l'amplification à haute ou moyenne fréquence, quand on dispose d'un réglage automatique de sensibilité.

Caractéristiques de chauffage

Chauffage direct par courant de batterie.

Tension de chauffage Vf = 2,0V
Courant de chauffage If = 45mA

Capacités

C_ag1 < 0,006µµF
C_g1 = 5,7µF
C_a = 5,1µF

Limites fixées pour les caractéristiques

Va max = 150V	Vg2 max = 150V
Wa max = 0,7W	Wg2 max = 0,2W
Ik max = 5mA	Rg1 max = 2,5MΩ
Vg1 max (Ig1 = 0,3µA) = -0,2V

Caractéristiques de service

Tension d'anode	Va = 90V	Va = 135V
Tension grille-écran	Vg2 = 90V	Vg2 = 135V
Polarisation négative de la grille	Vg1 = -0,5V	Vg1 = -0,5V
Courant anodique au point de fonctionnement	Ia = 1,0mA	Ia = 2,0mA
Courant anodique pour Vg1 = -15V	Ia = -	Ia = < 0,015mA
Courant anodique pour Vg1 = -10V	Ia = < 0,015mA	Ia = -
Courant de grille-écran	Ig2 = 0,3mA	Ig2 = 0,6mA
Coefficient d'amplification	k = 1000	k = 850
Pente au point de fonctionnement	S = 0,5mA/V	S = 0,65mA/V
Pente pour Vg1 = -15V	S = -	S = 0,002mA/V
Pente pour Vg1 = -10V	S = 0,002mA/V	S = -
Résistance interne au point de fonctionnement	Ri = 2MΩ	Ri = 1,3MΩ
Résistance interne pour Vg1 = -15V	Ri = -	Ri = 10MΩ
Résistance interne pour Vg1 = -10V	Ri = 10MΩ	Ri = -
Tension de la grille de freinage (La grille de freinage sera mise à la terre ou bien connectée à la borne du filament mise à la terre)	Vgs = 0V	Vgs = 0V

Les principales propriétés de ce tube peuvent facilement être déduites de l'examen des caractéristiques.

Ce tube sera normalement employé dans les schémas classiques d'amplificateur à haute ou à moyenne fréquence. La caractéristique à pente variable a une forme telle que les phénomènes de distorsion de la modulation et de transmodulation sont réduits à une valeur peu gênante. Grâce à ces propriétés il est possible d'admettre sur la grille de commande les tensions importantes fournies par une station locale puissante.

On remarquera que, malgré la valeur élevée de la pente maxima, la consommation de courant anodique est extrêmement réduite, ce qui est particulièrement intéressant pour un récepteur destiné à être alimenté par des batteries.

La grille d'arrêt (g3) est reliée à un contact du culot. Cela donne la possibilité de la connecter directement à la masse, disposition particulièrement précieuse pour la bonne réception des ondes courtes.

Le tube KF4 est une penthode à haute fréquence à pente fixe qui peut être utilisée pour l'amplification à haute ou moyenne fréquence, pour la modulation, pour la détection par la grille ou par la plaque, par l'amplification basse fréquence avec couplage par résistance.

Les différentes caractéristiques renseignent sur les possibilités de ce tube.

Caractéristiques de chauffage

Chauffage direct par courant de batterie.

Tension de chauffage Vf = 2,0V
Courant de chauffage If = 65mA

Capacités

C_ag1 < 0,006µµF
C_g1 = 5,9µF
C_a = 5,0µF

Limites fixées pour les caractéristiques

Va max = 150V	Vg2 max = 150V
Wa max = 0,7W	Wg2 max = 0,25W
Ik max = 5mA	Rg1 max = 1,5MΩ
Vg1 max (Ig1 = 0,3µA) = -0,2V

Caractéristiques de service

Tension d'anode	Va = 90V	Va = 135V
Tension grille-écran	Vg2 = 90V	Vg2 = 135V
Polarisation négative de la grille	Vg1 = -0,5V	Vg1 = -0,5V
Courant anodique au point de fonctionnement	Ia = 1,2mA	Ia = 2,6mA
Courant de grille-écran au point de fonctionnement	Ig2 = 0,4mA	Ig2 = 1mA
Coefficient d'amplification	k = 900	k = 800
Pente au point de fonctionnement	S = 0,7mA/V	S = 0,8mA/V
Résistance interne au point de fonctionnement	Ri = 1,3MΩ	Ri = 1,0MΩ
Tension de la grille de freinage (La grille de freinage sera mise à la terre)	Vgs = 0V	Vgs = 0V

Amplification H.F. ou M.F.

La grille-écran peut, sans inconvénient, être portée à la même tension que l'anode, ce qui est une simplification notable.

La grille d'arrêt, connectée à un contact spécial du culot, sera reliée au négatif du chauffage ou directement au châssis.

On peut régler la valeur de l'amplification en réduisant le chauffage ; il suffit d'intercaler un rhéostat du côté négatif du filament.

Les courbes relatives à ce mode de fonctionnement sont données.

A noter que le tube KF4 donne de remarquables résultats sur les ondes courtes.

Amplification B.F.

Le tube KF4 convient particulièrement bien pour l'amplification entre un détecteur diode et un tube de puissance.

La lampe est très nettement antimicrophonique : néanmoins, on sera souvent amené à ne pas pousser à la limite la sensibilité en basse fréquence.

Le schéma est indiqué ci-dessous (fig. 175) et le tableau donne des renseignements sur différents résultats.

Détection par la grille

Les mêmes remarques que pour l'emploi précédent sont encore valables. Le schéma est donné figure 176 et les résultats résumés dans les tableaux ci-après.

Dans certains cas, il est possible d'utiliser un couplage réactif. On sera amené, dans ce cas, à réduire quelque peu la résistance anodique de couplage, ce qui a pour effet une réduction correspondante de la sensibilité en basse fréquence. Le tableau ci-après, correspondant au schéma 176, donne le résultat des mesures.

Détection par la plaque

La sensibilité est notoirement plus faible. Le schéma correspondant (fig. 176) ainsi que les résultats sont donnés ci-après.

Le tube KK2 est un tube oscillateur modulateur pour alimentation par batteries. Sa pente de conversion, relativement élevée, permet de réaliser des récepteurs sensibles avec une consommation de courant réduite.

Caractéristiques de chauffage

Chauffage direct par courant de batterie.

Tension de chauffage Vf = 2,0V
Courant de chauffage If = 130mA

Capacités

Cg1 = 6,6µµF Cg4 = 9,1µµF Ca = 14,3µµF Cg2 = 8,7µµF

Cg1g4 < 0,12µµF Cg2g4 < 0,35µµF Cag4 = < 0,07µµF

Le schéma d'utilisation normal est donné fig. 179. Il ne diffère en principe des schémas déjà donnés pour les tubes AK2 et EK2. Le maximum de sensibilité est obtenu pour une tension efficace d'oscillation de 8,5 volts, ce qui correspond approximativement à une intensité de courant de 100 microampères dans la résistance R2 (50.000 ohms). Le couplage des enroulements d'oscillation doit être notablement plus élevé que pour l'octode AK2.

On réglera donc la valeur de l'enroulement S3 et son couplage pour obtenir en moyenne une telle intensité sur les ondes moyennes et longues. Sur les ondes courtes, il est préférable de ne pas dépasser une intensité de 60 microampères pour éviter des blocages.

La grille de commande sert à admettre les signaux et en même-temps contrôler le gain. Une tension de réglage de 12 volts est suffisante pour la réduction complète du gain. Il est préférable de laisser la tension grille G4 fixe pour la réception des ondes courtes.

Les qualités du tube KK2 sont mises en évidence dans les courbes-ci-dessous.

Le tube EK2 est particulièrement économique puisque la consommation de courant anodique, dans les conditions normales, ne dépasse pas 3,5 mA.

Malgré sa grande sensibilité, on aura souvent avantage à faire précéder le tube KK2 d'un étage d'amplification à haute fréquence. On obtiendra ainsi une augmentation très notable de sensibilité, surtout en ce qui concerne le rapport bruit de fond-signal.

A noter que la consommation anodique de ce tube supplémentaire peut être pratiquement rendue négligeable, en choisissant une faible tension d'écran.

Le tube KBC1 est un tube destiné normalement à la détection et à l'amplification. Il comporte les éléments d'une double diode et d'un tube triode.

Caractéristiques de chauffage

Chauffage direct par courant de batterie.

Tension de chauffage Vf = 2,0V
Courant de chauffage If = 100mA

Les propriétés du tube peuvent être facilement déduites de l'examen des caractéristiques.

Caractéristiques de service

Tension d'anode	Va = 90V	Va = 135V
Courant anodique	Ia = 1,0mA	Ia = 2,5mA
Polarisation négative de la grille	Vg = -3,0V	Vg = -4,5V
Coefficient d'amplification	k = 16	k = 16
Pente normale	S = 0,7mA/V	S = 1,0mA/V
Résistance interne normale	Ri = 23.000Ω	Ri = 16.000Ω

Limites fixées pour les caractéristiques

Partie triode :
Va max = 150V	Vg max (Ig = 0,3µA) = -0,2V
Wa max = 0,6W	Rg1 max = 2MΩ
Ik max = 6mA
Partie diode :
Vd max = 125V (valeur de crête)	Id max = 0,2mA (par anode)

Capacités (Partie diode)

Cfd1 = 3,0µµF Cfd2 = 3,0µµF Cd1d2 = 0,5µµF Cgd1 = 0,003µµF Cgd2 = 0,003µµF

Applications

On sera plus souvent amené à utiliser le tube KBC1 de la manière suivante :

On pourra utiliser soit un couplage par résistance, soit un couplage par transformateur. Ce dernier aura surtout de l'intérêt lorsqu'il s'agira de moduler profondément un amplificateur classe B ou classe A.B.

Lorsqu'on utilise un couplage par résistance le gain normal est de l'ordre de 10. Cela montre bien qu'il est possible d'utiliser un tube KBC1 pour moduler des tubes d'une puissance notable.

Le tableau ci-dessous donne des résultats de mesures obtenues dans différentes conditions.

Malgré qu'il s'agisse d'un tube à chauffage indirect, la consommation en courant de chauffage a pu être rendue très faible (0,09A) conservant ainsi une grande économie de fonctionnement. Ce tube peut néanmoins rectifier les signaux les plus puissants et assurer une détection parfaitement linéaire.

Caractéristiques de chauffage

Chauffage direct par courant de batterie.
Tension de chauffage Vf = 2,0V
Courant de chauffage If = 100mA

Limites fixées pour les caractéristiques

Tension de signal maximum admissible (valeur de crête)	Vd max = 120V
Courant de diode maximum admissible (par anode)	Id max = 0,5mA
Tension maximum admissible entre filament et cathode	Vfk max = 50
Résistance maximum admissible entre filament et cathode	Rfk max = 20.000Ω

Une résistance cathodique inférieure à 1.000Ω doit être shuntée par un condensateur d'au moins 0,05µF. Une résistance plus grande doit être shuntée par un condensateur d'au moins 1µF.

Les schémas déjà donnés pour le tube AB2 sont applicables au tube KB2.

Dans la majorité des cas on sera amené à utiliser une des anodes pour la rectification des signaux, l'autre servant à la production d'une tension de régulation.

On peut naturellement prévoir soit la régulation simple, soit la régulation différée. Pour obtenir ce dernier effet il suffit d'appliquer une polarisation convenable sur l'anode du diode chargé de développer la tension de régulation.

On utilisera de préférence l'anode d2 pour la détection normale, l'anode d1 assurant la régulation.

Le tube KB2 est métallisé et le blindage efficace est relié à la cathode à l'intérieur même du tube.

La détection obtenue est parfaitement linéaire ainsi que l'indique l'examen des deux courbes ci-contre.

Le tube KL4 a un rendement exceptionnellement élevé si l'on tient compte de sa faible consommation de chauffage (140mA) et anodique (0,007A sous 135 volts). Son rendement tatteint presque 50% pour une puissance modulée de 0,44 watts, correspondant à une distorsion de 10%.

Caractéristiques de chauffage

Chauffage direct par courant de batterie.
Tension de chauffage Vf = 2,0V
Courant de chauffage If = environ 140mA

Les propriétés intéressantes du tube KL4 peuvent être déduites des différentes courbes.

Étage sortie classe A

II convient de souligner particulièrement la grande économie de courant, aussi bien anodique que de chauffage, donnée par ce tube.

La sensibilité est exceptionnelle puisqu'elle se mesure par une tension d'entrée de 0,9 volts, nécessaire pour obtenir la puissance standard de 50 milliwatts.

Étage classe B

L'emploi d'un étage classe B est particulièrement intéressant sur batterie. On peut alors obtenir 0,81 watts pour une distorsion de 8% et, en limitant la distorsion à 2 %, la puissance fournie est encore de 0,5 watts.

En l'absence de signal, le courant est de 0,003 A seulement, et la consommation maximum est de l'ordre de 0,010A. En pratique, le débit moyen sera de l'ordre de 0,004A, donc notoirement inférieur au débit de 0,007mA correspondant à l'emploi d'un seul tube classe A.

Voir les courbes correspondant à ce mode particulier de fonctionnement.

Le tube a grande puissance AD1 peut être utilisé soit comme amplificateur classe A, soit comme amplificateur classe AB. La puissance dissipée atteint 15 watts sous 250 volts anodiques, dans ces conditions, le tube AD1 fournit environ 4,2 watts avec 5% de distorsion.

Caractéristiques de chauffage

Chauffage direct par courant de batterie.
Tension de chauffage Vf = 4,0V
Courant de chauffage If = 0,95A

Caractéristiques de service en classe A (une seule lampe)

Tension d'anode	Va = 250V
Polarisation négative de la grille	Vg = -45V
Courant d'anode	Ia = 60mA
Pente au point de fonctionnement	S = 6mA/V
Résistance cathodique	Rk = 750Ω (3W)
Résistance interne au point de fonctionnement	Ri = 670Ω
Coefficient d'amplification	k = 4
Résistance de charge optimum	Ra = 2300Ω
Puissance de sortie pour 5% de distorsion	W0 = 4,2W
Tension alternative sur la grille pour 5% de distorsion	Vi = 30Veff
Sensibilité	Vi (50mW) = 3,3Veff

Caractéristiques de service en classe AB (2 lampes)

	Polarisation fixe	Polarisation automatique
Tension d'anode	Va = 250V	Va = 250V
Polarisation négative de la grille	Vg = -48V	Vg = -
Résistance cathodique commune	Rk = -	Rk = 375Ω (6W)
Courant d'anode au repos	Ia0 = 2x50mA	Ia0 = 2x60mA
Courant d'anode modulation complète	Ia max = 63mA	Ia max = 62,5mA
Impédance de charge optimum d'une anode à l'autre	Ra = 4000Ω	Ra = 4000Ω
Puissance modulée maximum	W0 = 9,3W	W0 = 9,2W
Distorsion totale pour la modulation complète	dtot = 1,3%	dtot = 1,3%

Classe A

Le tube AD1 sera utilisé chaque fois qu'on désirera obtenir une grande puissance modulée alliée à une grande musicalité.

On pourra employer soit une polarisation fixe, soit une polarisation automatique, cette dernière étant obtenue par l'insertion d'une résistance convenable dans le retour du courant anodique. Les schémas correspondants sont donnés fig. 202 et fig. 203. Dans le dernier cas il faudra évidemment shunter la résistance de polarisation par une capacité de forte valeur. On utilisera de préférence un condensateur électrochimique de 25 ou 50µF. Il importe que le retour anodique soit effectivement fait au « point milieu » de l'enroulement de chauffage. Si cette précaution n'est pas respectée on pourra observer des ronflements.

Pour éviter les ronflements on est parfois amené à effectuer le retour du courant anodique sur un potentiomètre de très faible résistance, 10 à 20Ω par exemple. On peut ainsi éviter d'une manière absolue tous les ronflements indésirables.

Il faut également noter que le second schéma ne peut pas être exactement considéré comme un montage à polarisation fixe. Il s'agit en réalité d'un montage à polarisation « semi-automatique ». En effet, dans le courant anodique total, il est certain que le courant anodique du tube AD1 représente une proportion très notable.

Pour précéder le tube AD1 et lui fournir les tensions d'attaques suffisantes pour le moduler à fond (30 volts efficaces) on peut utiliser les tubes AF7, ABC1, EBC3/AC2, EF6, etc.

Dans le cas où l'on emploie un tube triode on peut envisager l'emploi d'un couplage par transformateur ou par autotransformateur.

L'avantage notable du schéma à polarisation semi-automatique ou fixe est de permettre un découplage très efficace des circuits de grille et de cathode, grâce à la présence de R (voir schéma). Ce dispositif facilite notablement la bonne transmission des notes graves.

Ce schéma permet également d'utiliser une partie de la tension nécessaire à l'excitation du haut-parleur comme tension de polarisation.

La courbe donnant la valeur de la distorsion en fonction de la puissance fournie (ou de la tension d'entrée) est donnée ci-après.

Amplificateur classe A/B (sans courant de grille)

On peut aussi utiliser 1e montage à polarisation fixe ou automatique. Comme nous l'avons indiqué plus haut les résultats sont approximativement les mêmes. Nous reproduisons d'ailleurs les courbes ~de distorsion correspondant aux deux systèmes.

L'étage d'attaque peut être constitué par un tube AC2 ou ABC1 couplé par transformateur rapport 1/(2+2). Cet organe devra naturellement être étudié avec soin pour assurer la transmission correcte de toutes les fréquences acoustiques.

On peut utiliser un tube EL2 ou EL2 monté en triode. La plus faible résistance interne (3000Ω) facilite quelque peu l'établissement du transformateur.

Le technicien ne doit faire appel pour études qu'aux ouvrages édités par une maison importante, qui, par suite de la vente active de ses éditions et de leur écoulement rapide, soit à même d'avoir toujours des volumes constamment mis à jour des derniers progrès de la technique.

Voici une série de volumes qui répondent entièrement, et de la façon la plus absolue, aux besoins du technicien de la Radio.

Cliquez sur l'image pour avoir accès au document Un appareil en panne, c'est un malade qu'il faut guérir. Entre la médecine et le dépannage, on pourrait établir un étonnant parallèle. Et puisqu'on parle de l'art du médecin, pourquoi ne dirait-on pas l'art du dépanneur ? Pour prétendre à la médecine, il faut connaître à fond l'anatomie. De même, le dépanneur doit connaître tous les schémas des récepteurs qu'il prétend faire fonctionner. Dans les deux cas, il faut, d'abord, poser un diagnostic avant de songer au traitement. Il y a une médecine empirique qui se borne à traiter le symptôme. Elle peut amener des résultats illusoires. Vous pouvez avoir la migraine parce que votre foie est malade. L'absorption d'aspirine vous soulagera peut-être, mais n'arrangera guère votre foie. De même, il serait vain de vouloir tout simplement changer le haut-parleur d'un appareil sous prétexte qu'il est absolument silencieux. Un appareil dont les lampes sont survoltées est comme un surmené qui consomme avec rapidité ses forces vitales. Un condensateur qui claque, c'est une artère qui éclate... Le danger est grave dans les deux cas. Rien n'est désespéré si le traitement est appliqué à temps et si le mal n'a pas lésé certains organes importants. On peut toujours sauver un appareil en panne. On peut en dire autant d'un malade... Un appareil qui a des oscillations, c'est un malade déséquilibré. Que faut-il faire ? Là encore, ne pas vouloir traiter le symptôme, mais remonter à la cause du mal. En cherchant bien, on trouvera un estomac ou un intestin qui fonctionne mal, une glande interne dont le travail est mal fait ou, de l'autre côté, un couplage parasite, un circuit déréglé, un condensateur en mauvais état. Un appareil peu sélectif, c'est un malade qui assimile mal. Les différents organes laissent filtrer des toxines qui compromettent l'équilibre de l'ensemble. Le sens du diagnostic n'est pas donné à tout le monde. Certains esprits de peu d'envergure pourront le posséder et des intelligences d'élite ne l'auront pas. S'il ne peut toujours s'acquérir, il peut toutefois se cultiver. Il est fait d'un tas de choses : mémoire, esprit d'observation, imagination, sens critique et... flair... Cette culture est facile : méditez sur un schéma et posez-vous des questions. Si telle résistance doublait de valeur, que se passerait-il ? Quel effet produirait le claquage de tel condensateur ? Comment se comporterait l'appareil si tel circuit était coupé ? Lorsque le médecin ne voit pas du premier coup de quoi souffre le malade, il entreprend un examen méthodique. Il tâte le pouls, il mesure la tension artérielle; il ausculte. Il a recours au besoin à des analyses et à des examens microscopiques. Il examine les organes aux rayons X : poumons, estomac, foie, intestin, etc... Aussi il finira sans doute par dépister la maladie. Il n'est pas donné à tout le monde d'avoir du génie et de pouvoir dire après quelques secondes d'examen : « Vous avez un ulcère de l'estomac... ». On peut contester que le génie soit une « longue patience », mais il est certain qu'une longue patience peut tenir lieu de génie. Celui qui n'a pas le sens du diagnostic instantané pourra remplacer cela par un examen méthodique. Il remplacera les éclairs du génie par les indications des appareils de mesure. C'est en cela que notre travail pourra être d'un grand secours pour l'usager. Cet ouvrage pourra guider le professionnel, comme le simple auditeur. Certaines pannes peuvent être trouvées et réparées par un auditeur sans compétence spéciale. En suivant une méthode logique, on doit automatiquement dépister la cause du mal dans la majorité des cas. Lorsque la panne est trouvée, la réparation est généralement facile : il ne s'agit que de remplacer un organe défectueux, s'il s'agit d'une panne franche. S'il s'agit d'un fonctionnement mauvais, c'est une question de réglage sans doute ou peut-être, plus simplement encore, une lampe fatiguée. Dans l'art du dépannage, il faut distinguer s'il s'agit d'un appareil neuf qui a fonctionné normalement ou s'il s'agit d'un appareil neuf qui sort des mains du monteur. Dans le premier cas, il est évident que le nombre des pannes est limité, puisqu'il ne peut pas y avoir d'erreur de connexion. Dans le second cas, la recherche peut être beaucoup plus laborieuse. Il se peut, en effet, qu'il y ait plusieurs causes de panne, ce qui complique beaucoup la situation. La panne peut n'être qu'apparente et être due, en réalité, à un déréglage complet de tous les circuits. Nous examinerons successivement les deux cas. Mais, avant d'entrer dans cette étude, il faut décrire l'outillage nécessaire au dépanneur. Celui-ci peut être réduit... selon les nécessités budgétaires et d'autres circonstances. Il n'en est pas moins vrai qu'un travail de précision demande des outils de précision... La mise au point d'un récepteur est encore une question que nous traiterons dans un chapitre spécial. Il ne faut pas confondre « dépannage » et « mise au point ». Lorsqu'un technicien étudie un prototype nouveau, le premier problème qui se pose est d'obtenir le fonctionnement de l'appareil. Il faut d'abord que « ça marche ». Après quoi, on cherche à améliorer le fonctionnement en agissant sur les différentes valeurs de résistances, de capacités, sur le nombre de spires des bobinages, sur les couplages entre enroulements, etc., etc. Toutes ces questions seront traitées d'une manière aussi simple que possible. La théorie ne sera rappelée d'une façon sommaire que lorsque ce sera indispensable. Nous chercherons avant tout à donner des renseignements pratiques. Lucien CHRETIEN. SOMMAIRE GENERAL Avant-propos. Première partie. — L'art du dépannage. Chapitre 1er. — Les outils du dépanneur. Chapitre 2. — Méthodes générales. Chapitre 3. — Les pannes de l'alimentation. Chapitre 4. — Les pannes de l'étage final. Chapitre 5. — Les pannes de l'amplificateur basse fréquence. Chapitre 6. — Les pannes de la détection. Chapitre 7. — Les pannes de l'antifading ou du V.C.A. a) Régulation simple. b) Régulation différée. c) Régulation amplifiée. d) Lampe de silence. Chapitre 8. — Les pannes de l'amplificateur moyenne fréquence. Chapitre 9. — Les pannes du changement de fréquence. Lampes complexes (octode-heptode ou triode-hexode). Oscillatrice séparée. Décalage des stations. Chapitre 10. — Les pannes de ia haute fréquence. Chapitre 11. — Les pannes du circuit d'accord ou du présélecteur. Chapitre 12. — Recherche des mauvais contacts. Chapitre 13. — Recherche des ronflements de secteur. Deuxième partie. — L'art de la mise au point. Chapitre 14. — Les outils du metteur au point. Chapitre 15. — Devant le châssis muet. Chapitre 16. — Mise au point de l'amplificateur de basse fréquence. Chapitre 17. — Mise au point du détecteur et du régulateur. Chapitre 18. — Mise au point de l'amplificateur de moyenne fréquence. Chapitre 19. — Mise au point du changement de fréquence. Chapitre 20. — Mise au point des circuits d'accord et de haute fréquence. Chapitre 21. — L'alignement des circuits. Les abonnés de 3 ans de " LA T.S.F. POUR TOUS " peuvent recevoir ce volume -------GRATUITEMENT-------

 

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C'est pour obéir aux pressantes sollicitations du général Ferrié que M. Mesny, chargé depuis longtemps déjà de conférences sur la radiogoniométrie et sur les ondes courtes ce la section de radioélectricité de l'École Supérieure d'Électricité, avait accepté en 1931 d'y professer le cours de radioélectricité générale. Il en a mûri le plan et la rédaction pendant les trois premières années, avec cette conscience professionnelle, cette compétence technique, ce sens didactique qui comptent parmi ses plus remarquables qualités, et il a fallu toute l'insistance affectueuse de ses élèves et anciens élèves, toute la diplomatie persuasive de ses collaborateurs et amis, mieux encore le cri de détresse de tous les nombreux chercheurs, amateurs ou initiés, qui fouillent inlassablement la littérature radioélectrique, dans l'espoir d'y trouver une documentation générale, présentée sous la forme d'un ensemble substantiel et harmonieux, pour le décider à livrer aux presses de l'éditeur la première partie de ce cours si impatiemment attendu. Les travaux de M. Mesny, dans les domaines de la radioélectricité, sont trop connus du lecteur pour qu'il soit nécessaire d'ouvrir ici une nouvelle page à la gloire de l'éminent technicien : qu'il nous soit permis simplement de dire un mot du savant professeur. M, Mesny fait bon ménage avec le mathématicien et avec le physicien : au premier, il demande de débrouiller la complexité des phénomènes ; au second, de vérifier les résultats à la lumière de l'expérience. Mais il tient à les faire sortir l'un et l'autre de leur tour d'ivoire, à les faire marcher la main dans la main, nous serions tentés de dire à la résonance ; il ne veut pas que la radioélectricité soit traitée comme un simple hors-d'oeuvre de la mathématique ; il ne veut pas davantage qu'elle se cantonne dans un empirisme qui, faute d'accepter des directives, des avertissements, s'expose à des généralisations hâtives et à des prospections infructueuses. Lorsque le professeur Mesny aborde l'étude d'un problème, il commence par examiner attentivement le bien-fondé de l'hypothèse sur laquelle il repose; quand il a mis debout l'appareil mathématique, lequel d'ailleurs n'est jamais pour lui qu'un simple moyen, il en contrôle un à un les divers éléments, l'ordre de grandeur pratique des constantes, les limites que les conditions expérimentales assignent aux fluctuations des variables, le degré de légitimité des simplifications à introduire pour arriver plus facilement à un résultat cohérent ; et nous savons bien vite si la solution qu'il nous présente peut être considérée comme rigoureusement quantitative ou si nous devons nous contenter d'une simple analyse qualitative des phénomènes. Chemin faisant, il peuple notre mémoire d'une riche collection de valeurs numériques qu'il est absolument indispensable de connaître si on veut acquérir ce que nous appellerons le sens radioélectrique, sans lequel tout enseignement ne serait que vanité : ajoutons que l'exactitude de la plupart des valeurs numériques a été scrupuleusement vérifiée par M. Mesny lui-même au cours d'expérimentations qu'il poursuit journellement au laboratoire national de radioélectricité. Enfin, chaque fois qu'il le peut, il a recours à des représentations graphiques, souvent tout à fait originales, qui contribuent d'une façon toujours heureuse à fixer la doctrine dans l'esprit du lecteur : citons au hasard celles qui illustrent le chapitre des circuits couplés, le chapitre de la synchronisation des générateurs, le chapitre des oscillations sur lignes, etc. Qu'il nous soit permis, en terminant, d'être l'interprète des nombreuses promotions d'élèves que le professeur Mesny a formées, de ceux qui ont suivi, leçon par leçon, son enseignement si clair et si précis ; ceux-là, dont nous reçûmes les confidences, pour ainsi dire au jour le jour, ont donné à leur maître mieux que leur sincère admiration : leur respectueux attachement Colonel BEDOURA. -------------- TABLES DES MATIERES -------------- TOME I ETUDE DES CIRCUITS ET DE LA PROPAGATION Chapitre premier. — Préliminaires Équations différentielles. — Emploi des quantités complexes. Représentations géométriques. — Lignes hyperboliques. Chapitre II — Circuit fermé simple Oscillations d'un circuit fermé. — Oscillations amorties. -— Caractéristiques d'amortissement. Chapitre III. — Oscillations contraintes entretenues des circuits couplés Équations d'un réseau en régime permanent. — Généralités sur le couplage. — Oscillations entretenues de deux circuits couplés. — Applications. Chapitre IV. — Oscillations libres des circuits couplés Courbes de résonance. Chapitre V. — Courbes de résonance et sélectivité Courbes de résonance, — Sélectivité. Chapitre VI. — Oscillations auto-entretenues Génération des oscillations sinusoïdales. — Oscillations de relaxation. Chapitre VII. — Couplage des générateurs à lampe - Synchronisation. Couplage d'un générateur à un circuit passif. —- Synchronisation des générateurs. Chapitre VIII. — Les circuits ouverts Chapitre IX. — Les oscillations sur lignes Équations générales. --- Étude des lignes. Chapitre XI. — Résistance en haute fréquence Résistance de bobines. — Résistance d'une plaque. Chapitre XII. — Dissipation d'énergie dans les diélectriques Chapitre XIII. — Dissipation d'énergie dans le fer Chapitre XIV. — Propagation des ondes dans l'espace Résultats des observations. — Influence de la haute atmosphère. Chapitre XV. — Propagation le long du sol Formules de propagation. -------------- TOME II FONCTIONNEMENT DES LAMPES. — EMISSION ET RECEPTION FONCTIONNEMENT DES LAMPES Rappel des propriétés des lampes Diodes, triodes, lampes à plusieurs grilles. — Caractéristiques. — Usages. Étude du fonctionnement Formules correspondant à des caractéristiques linéaires. — Influence de la non linéarité. — Distorsion. Amplification haute fréquence Amplification en tension et en puissance. --- Classe d'amplification. — Circuits d'utilisation. — Neutrodynation. Amplification basse fréquence Circuits d'utilisation. —- Transformateur basse fréquence. — Maximum de puissance. Modulation Divers types de modulation. Détection Principes. — Détection par diodes et triodes. — Interférences et distorsion. EMISSION ET RECEPTION Le problème des communications Conditions à remplir. — Brouillages et interférences. — Sécurité des communications, -— Stabilité des émetteurs. — Émissions simultanées sur une même fréquence. — Sélectivité et fidélité de la réception. Réalisation des émetteurs Étude des étages. — Modulation. — Multiplication des fréquences. — Stabilisation. Antennes d'émission Types des antennes. — Atténuation des harmoniques et des évanouissements. — Alimentation à distance. Récepteurs Résonance —- Réaction. — Superréaction. — Changement de fréquence. — Réglage automatique de l'amplification. — Réception synchrone. Antennes de réception Antennes d'appartement. — Antenne ondulatoire. ..... Antenne en losange. Qualités des récepteurs Sélectivité. - Fidélité. — Distorsion. — Brouillages. Isolement des antennes Terres et contrepoids

 

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